Проект гелеоисточника для энергохозяйства

Аннотация

Целью данного дипломного проекта являлась идея получения более дешевого и экологичного вида энергии на основе преобразования солнечной. Задача дипломного проекта состояла в проектировке гелеоисточника для энергохозяйства промышленного или жилого загородного объекта мощностью 30 кВт. Необходимо было спроектировать силовую часть и систему управления гелеоисточником. В этой части дипломного проекта была спроектирована система управления гелеоисточником. Были проанализированы различные способы регулирования выходного напряжения автономного инвертора с использованием современных микроконтроллеров и выбран наиболее приемлемы. Был спроектирован блок питания для системы управления, разведена печатная плата. Освещены вопросы техники безопасности.

1. Обзор способов регулирования выходных параметров инвертора напряжения

2. Разработка системы управления

2.1 Описание схемы управления

2.2 Расчет элементов схемы системы управления

3. Безопасность и экологичность при изготовлении, ремонте и обслуживании гелиогенератора

3.1 Описание рабочего места, оборудования и выполняемых технологических операций

3.2 Идентификация опасных и вредных производственных факторов

3.3 Организационно технические мероприятия по созданию безопасных условий труда при ремонте

3.4 Расчет защиты от грозовых перенапряжений

3.5 Обеспечение пожарной безопасности на рабочем участке

3.6 Экологическая экспертиза разрабатываемого проекта

3.7 Безопасность объекта при аварийных и чрезвычайных ситуациях

Заключение

В настоящее время во всем мире в связи с бурным развитием электротехники и электроники постоянно растет количество электроприборов и конечно количество потребляемой электрической энергии. Рыночная экономика диктует свои условия на рынке энергии, с увеличением спроса на электрическую энергию цена на нее возрастает. Источником энергии добываемой человеком, как правило, служит вода (гидроэлектростанции), энергия земли (геотермальные электростанции), энергия атома (атомные электростанции) и др. Все эти виды получения электроэнергии как правило наносят непоправимый вред окружающей природе. Современный способ получения электрической энергии должен удовлетворять диктуемым современностью требованиям о экологичности, относительной дешевизне получаемой энергии. Не так давно человеком было придумано использовать для получения электричества энергию солнца (гелеоэнергия). Использование данного способа позволяет получить электроэнергию не нанося вред окружающей среде, однако элементы преобразующие солнечную энергию в электрическую дороги и имеют низкий КПД. На настоящий момент стоимость элемента, дающего около 130 Вт с 1 м², с КПД 15% достигает 200 долларов. Не так давно стали появляться солнечные элементы с более высоким КПД (25%), их цена значительно выше.

Целью дипломного проекта является получение дешевого, и экологичного вида электрической энергии, используя энергию солнца в качестве источника, при больших капитальных затратах. Задачей дипломного проекта является разработка системы управления, выбор метода регулирования выходных параметров автономного инвертора, гелеоисточника для энергохозяйства промышленного или жилого загородного объекта мощностью 30 кВт. Проектировка конструкции печатной платы системы управления, а также разработка блока питания для системы управления.

1. Обзор способов регулирования выходных параметров инвертора напряжения

Инвертированием в силовой электронике называют процесс преобразования постоянного напряжения в переменное. Устройства, осуществляющие такое преобразование, называются инверторами. Различают два типа инверторов:

зависимые инверторы или инверторы, ведомые сетью;

независимые или автономные инверторы.

Зависимый инвертор работает при наличии в его выходной цепи источника переменного напряжения, который задает форму, частоту и величину напряжения образованной им сети переменного напряжения. В этой сети могут находиться потребители переменного тока, и задача зависимого (от этой сети) инвертора сводится к поставке в нее недостающей или дополнительной активной мощности.

Автономный инвертор может работать при отсутствии на его выходе каких-либо источников переменного напряжения. При этом частота выходного напряжения автономного инвертора определяется частотой импульсов управления вентилями инвертора, а форма и величина выходного напряжения — характером, величиной нагрузки и его схемой.

Различают три типа автономных инверторов: 1) инверторы тока; 2) резонансные инверторы; 3) инверторы напряжения.

Наиболее широкие возможности и области применения у инвертора напряжения. Мы называем его лучшим универсальным модулем преобразования электрической энергии. Помимо основной функции преобразования постоянного тока в переменный он может в обращенном режиме выполнять обратную функцию, т. е. преобразование переменного напряжения в постоянное. Кроме того, при нулевой частоте выходного напряжения он превращается в реверсивный преобразователь постоянного напряжения в постоянное. На его основе выполняются активные фильтры напряжения и тока, компенсаторы реактивной мощности, регуляторы переменного напряжения, непосредственные преобразователи частоты, т. е. ячейка инвертора напряжения является источником новых схем.

Автономный инвертор напряжения как преобразователь постоянного входного напряжения в переменное выходное напряжение отличается от автономного инвертора тока тем, что получает питание от источника напряжения безындуктивного характера.

U_вых = _п· U_вх, i_вых = _п· i_вх (1.1)

где _п — коммутационная функция вентильного комплекта есть переменная единичная функция (без постоянной составляющей), определяющая форму выходного напряжения инвертора, для простейшей формы коммутационной функции — меандра.

Как видно из второго уравнения, входной ток инвертора будет импульсным (со скачком тока), что не допускает присутствия во входном источнике индуктивности. Реальные источники входного напряжения (чаще всего выпрямители), как правило, обладают индуктивностью L (если это не аккумуляторы). Для устранения ее влияния на входе инвертора напряжения включается фильтровый конденсатор С_ф достаточной емкости, что является первой особенностью инвертора напряжения. Через него замыкаются, минуя входной источник, импульсы входного тока инвертора, как это видно из временных диаграмм на рис. 1.1.

Вторая особенность инвертора напряжения также видна из второго уравнения (1.1) и связана с тем, что входной ток i_вх может принимать отрицательные значения при большом сдвиге фазы выходного тока инвертора i_вых относительно коммутационной функции _п (т.е. выходного напряжения). Для этого необходимо наличие двусторонней проводимости у ключей вентильного комплекта инвертора, т. е. ключи должны быть выполнены с полным управлением (транзисторах, GTO_тиристорах), шунтированных вентилями обратного тока. [16]

Временные диаграммы инвертора напряжения.

Рисунок 1.1

Форма выходного напряжения инвертора определяется в соответствии с соотношением (1.1.) видом коммутационной функции вентильного коммутатора _п. Основные виды этих функций, формирующие прямоугольное выходное напряжение инвертора по «гладкой составляющей» (показана пунктиром), приведены на рис. 1.2.

Под гладкой составляющей периодической импульсной функции в силовой электронике принято понимать функцию, образованную непрерывной аппроксимацией средних значений (на интервале такта Т_т коммутаций в преобразователе) мгновенной кривой напряжения или тока. Тогда гладкая составляющая первой коммутационной функции на рис. 1.2 есть нерегулируемый прямоугольник, а составляющие второй и третьей коммутационных функций — регулируемые по величине прямоугольные напряжения (за счет широтного и широтно-импулъсного регулирования соответственно). Последний способ формирования кривой выходного напряжения, называемый «120_градусным управлением» в отличие от предшествующего рассмотренного 180 — градусного управления, используется для исключения гармоник, кратных трем, особенно неблагоприятных для такой типовой нагрузки как асинхронные двигатели.

Для оценки качества выходного напряжения инвертора при регулировании найдем спектры этих напряжений. Действующее значение k_й гармоники напряжения инвертора при широтном регулировании будет равно в долях входного напряжения [16]:

где t_и^* = 2t_и / Т — относительная длительность импульса в полупериоде выходного напряжения.

Рисунок 1.2

Виды функций формирующих выходное напряжение инвертора.

Из (1.1.) можно выразить доли высших гармоник напряжения по сравнению с первой как (1.3.) [16]:

На рис. 1.3. построены зависимости первой гармоники по (1.2.) и высших гармоник по (1.3.) от относительной длительности импульса напряжения, которую можно назвать глубиной модуляции напряжения по управлению, меняющейся от 0 до 1. Присутствуют только нечетные гармоники, наибольшая из которых — третья — при t_и^* =2/3 исчезает. Но уже при t_и^*=1/3 третья гармоника почти сравнивается с первой. Поэтому широтное регулирование может применяться только в малом диапазоне изменения t_и^* для целей стабилизации выходного напряжения. К тому же зависимость первой гармоники от глубины регулирования нелинейна.

Для улучшения спектра выходного напряжения инвертора используют широтно-импульсное регулирование на несущей частоте токов, значительно превышающей (в число раз, называемое кратностью частоты коммутации — К_Т) частоту выходного напряжения инвертора (последняя диаграмма на рис. 1.2.). Это смещает гармоники напряжения, обусловленные регулированием, в область более высоких частот, что облегчает их фильтрацию в нагрузке.

Дальнейшее улучшение спектра выходного напряжения инвертора обеспечивается при модуляции длительностей импульсов по синусоидальному закону, как показано на рис. 1.4. для однополярной (а) и двухполярной (б). Непрерывная кривая — гладкая составляющая (выходного напряжения) коммутационной функции.

Принята следующая классификация видов широтно-импульсной модуляции.

Рисунок 1.3

Зависимость первой и высших гармоник от относительной длительности импульса напряжения.

Модуляция длительности импульсов по синусоидальному закону.

Рис. 1.4. а — однополярная; б — двухполярная;

1. По модулируемому параметру различают одностороннюю и двухстороннюю широтно-импульсную модуляцию. При односторонней модулируется положение переднего или заднего фронтов импульсов, при этом соответственно задний и передний фронты импульсов следуют с неизменной тактовой частотой. При двусторонней модуляции в пределах такта изменяется положение обоих фронтов импульсов.

2. По отношению периода модулирующего сигнала к периоду тактов импульсной последовательности, т. е. по кратности частоты коммутации, различают ШИМ с целочисленной кратностью, рассмотренную выше, ШИМ с кратностью, выражаемой дробным рациональным числом, и ШИМ с кратностью, выражаемой иррациональным числом. При дробно-рациональной кратности период повторения модулированной последовательности импульсов, формирующих выходное напряжение инвертора, определится как такой наибольший период выходного напряжения, в котором укладывается целое число периодов модулирующего сигнала и периодов тактов. Этот период задает период нижней субгармоники в кривой выходного напряжения, т. е. гармоники с частотой ниже частоты модулирующего сигнала, которой определяется частота основной гармоники выходного напряжения.

3. По числу полярностей импульсов на длительности такта различают двухполярную модуляцию, когда такт образован совокупностью импульса положительной и отрицательной полярности (вторая диаграмма на рис. 1.4.), однополярную модуляцию, когда такт образуется импульсом одной полярности и паузой (первая диаграмма), и квазиоднополярную модуляцию, когда после импульсов одной полярности, приближающихся по длительности к предельно минимальной длительности, допустимой при практической реализации, следуют импульсы другой полярности неизменной длительности, равной предельно минимальной. Квазиоднополярная модуляция позволяет воспроизвести при широтно-импульсной модуляции сколь угодно малые величины выходного напряжения инвертора при наличии практических ограничений на минимальное время между коммутацией у реальных вентилей.

4. По форме модулирующего сигнала, задающего закон изменения длительностей импульсов на такте, а значит, и форму гладкой составляющей выходного напряжения, различают синусоидальный, треугольный, трапецеидальный, прямоугольный законы модуляции.

5. По способу однозначного определения конкретной длительности импульса на такте в функции непрерывного модулирующего сигнала различают ШИМ первого рода, когда длительность импульса зависит от значения модулирующего сигнала в некоторые фиксированные моменты времени, например в моменты начала импульса, ШИМ второго рода, когда длительность импульса обусловлена значением модулирующего сигнала в момент окончания модулируемого по длительности импульса, и ШИМ третьего и четвертого родов, когда длительность импульса определяется некоторой функциональной зависимостью от значения модулирующего сигнала в некоторой промежуточной точке на интервале импульса.

6. По числу уровней модуля обобщенного вектора напряжения трехфазного инвертора различают одноуровневые алгоритмы управления, реализуемые в классических трехфазных мостовых схемах инверторов, и многоуровневые алгоритмы управления, реализуемые в модифицированных схемах трехфазных инверторов.

Для оценки качества выходного напряжения инвертора при синусоидальной широтно-импульсной модуляции необходимо знать спектры напряжения. Теория спектров широтно-модулированных последовательностей импульсов первоначально получила развитие в радиотехнике, где исследовалась возможность построения мощных усилителей сигналов, работающих в режиме переключения модуляции, а также в теории связи, где изучалась возможность использования ШИМ для помехоустойчивой передачи сообщений. Был разработан эффективный метод нахождения спектров напряжений при широтно-импульсной модуляции, названный методом временной деформации. Технология применения этого метода достаточно проста. Сначала находят спектр немодулированной последовательности прямоугольных (или любой другой формы) импульсов. Затем в выражение для полученного спектра подставляют вместо регулируемого параметра (момента фронта импульса, длительности импульса) его принятый закон изменения во времени (закон модуляции). Полученное выражение приводят к виду, удобному для применения.

Таким образом, можно показать, что спектр напряжения при синусоидальной широтно-импульсной модуляции второго рода содержит помимо первой высшие гармоники, частоты которых [16]:

(1.4)

где к, l — равны целым числам.

При двухсторонней ШИМ в трехфазном инверторе в фазном напряжении инвертора (рис 1.6.) будут присутствовать только гармоники порядка п = kK_Т ±l, где К_T — кратность частоты коммутации, а k не кратно трем и отсутствуют комбинации, состоящие из двух нечетных либо четных чисел т и l рис. 1.5.

Реализация двухполярной ШИМ возможна в любой базовой схеме однофазного инвертора, а однополярная — только в полумостовой с нулевыми вентилями и мостовой схемах. Все эти схемы инверторов, выполненных на реальных вентилях, имеют общий недостаток, связанный с конечным временем выключения вентилей. При этом из вновь включаемого вентиля и выключаемого вентиля (транзистора) на время его выключения образуется цепь короткого замыкания источника входного напряжения и через транзисторы текут короткие импульсы больших сквозных токов, которые увеличивают потери и, если их не ограничить, в состоянии вывести транзисторы из строя. Поэтому в реальных системах между моментом запирания одного транзистора плеча моста и полумоста и моментом отпирания другого транзистора этого же плеча вводится «мертвая пауза», обычно порядка одной микросекунды.

Зависимость фазного напряжения трехфазного инвертора от высших гармоник.

Рисунок 1.5. Двухсторонний ШИМ в трехфазном инверторе

Рисунок 1.6 Индексная табличная ШИМ в автономном инверторе напряжения

В настоящее время массовым и перспективным стал автономный инвертор напряжения (АИН) с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ).

В общем случае все виды ШИМ основаны на изменении длительности импульсов равной амплитуды, следующих через равные интервалы времени в соответствии с принятым законом формирования напряжения. Законы формирования, общие для любого метода модуляции, определяются функцией построения (модулирующим сигналом). На основании литературных данных целесообразно распределить разновидности ШИМ по степеням соответствия параметров импульсов значениям модулирующего сигнала согласно основным признакам (рис. 1.7). [4]

Следует отметить, что в связи с развитием методов формирования синусоидальных напряжений, трапецеидальная ШИМ уже почти вытеснена синусоидальной. Двуполярная ШИМ характеризуется постоянным действующим значением выходного напряжения, поэтому регулирование значения основной гармоники сопровождается перераспределением энергии в спектре. Однополярная ШИМ дает лучший гармонический состав, действующие значения напряжения при этом меньше, чем в двуполярном варианте.

Современные преобразователи строятся с использованием микроконтроллеров (МК), с помощью которых реализуется и ШИМ. В связи с этим вводится новый термин — тактовая частота ШИМ F_т, которая определяется точностью аппроксимации несущего F_н и модулирующего F_м сигналов. Как правило, соотношения между ними выбираются следующими:

F_н = n3F_м (n=2, 3, 4,…) и F_т = m2F_н (m=3,4,5,…) (1.5)

Классификация видов ШИМ.

Реализация ШИМ на МК возможна двумя способами: традиционный (формирование выходных напряжений осуществляется в результате постоянного сравнения модулирующего и несущего сигналов) и табличный (полностью рассчитывается заранее и заносится в ПЗУ, из которого затем считывается).

При реализации ШИМ традиционным способом приходится использовать либо универсальные мощные микроконтроллеры, либо специализированные, относительно дорогие контроллеры. Реализация сложных алгоритмов ШИМ традиционным способом затруднена на универсальных МК большим объемом программы, а на специализированных — возможностями архитектуры конкретного типа МК. Специализированные МК, имеющие аппаратную поддержку ШИМ выпускаются такими фирмами как MOTOROLA, TEXAS INSTRUMENTS, и другими.

Рисунок 1.7

ШИМ — генераторы МК этого типа имеют от двух до шести независимых каналов и управляются несколькими программно доступными регистрами. ШИМ — генераторы позволяют реализовывать синхронизацию каналов, формирование «мертвого» времени, его компенсацию, выравнивание импульсов по фронту или по центру, встроенные защиты от неисправностей, некоторые другие функции. Частоту несущего сигнала можно регулировать от 8 МГц до 125 Гц. В последнее время вместо встроенных ШИМ — генераторов микроконтроллеры оснащаются более универсальными средствами, которые, в том числе, реализуют и алгоритмы ШИМ. В контроллерах MOTOROLA это так называемый таймерный сопроцессор TPU (Timer Processor Unit). Имеется в виду многоканальный таймер с очень гибкой схемой управления, полуавтономной от ядра контроллера. Программирование TPU осуществляется либо полностью, либо с использованием стандартных подпрограмм, в числе которых имеется и ШИМ с аналогичными указанным выше параметрами. Все перечисленные МК ориентированы на реализацию двуполярной ШИМ которая, как указывалось, не позволяет получить наилучший гармонический состав выходного напряжения. [6]

Достоинства табличного способа заключаются в том, что он позволяет реализовать любые алгоритмы ШИМ с высокой несущей частотой с помощью микроконтроллеров, весьма бедных в функциональном отношении. Тем не менее, этот способ не нашел широкого применения из-за следующих причин.

Обычно табличная ШИМ подразумевает поочередное считывание с частотой F_т того из массивов ПЗУ, который в настоящий момент соответствует заданным выходным параметрам. В результате, для реализации такой табличной ШИМ необходимо не менее 64 кБ (F_мmax = 60 Гц; диапазон регулирования (0.5−120)% дискретность регулирования примерно 0.5%). Этим практически исчерпываются возможности дешевых 8_разрядных МК. [6]

Еще одна трудность — плавное регулирование тактовой частоты ШИМ при изменении частоты модулирующего сигнала. Здесь, как правило, применяется управляемый напряжением генератор, либо целочисленный 16_разрядный предварительный делитель, сигнал с которого вводится в МК.

Предлагается новый способ табличной реализации ШИМ, свободный от указанных недостатков — «индексная» табличная ШИМ, которая реализуется по следующим принципам.

Сначала составляется нумерованный массив с допустимыми сочетаниями состояний вентилей АИН. Назовем его массивом состояний. Затем обычным способом рассчитываются массивы для всех частот модулирующего сигнала. После этого в каждом массиве, соответствующем конкретной частоте F_м, сохраняются только строки (с сохранением исходной нумерации), в которых происходит переключение, все остальные строки удаляются. Из этих «сокращенных» массивов составляются индексные массивы, которые содержат номера шагов (периода тактовой частоты ШИМ на периоде модулирующего сигнала), на которых происходят переключения и соответствующий индекс массива состояний. Индексные массивы и массив состояний записываются в ПЗУ, после чего ШИМ осуществляется обычным способом.

Алгоритм работы предлагаемой ШИМ приведен на рис. 1.8.

Рисунок 1.8. Алгоритм работы индексной ШИМ

Индексно-табличная реализация ШИМ требует существенно меньшего объема памяти, чем традиционная. Например, для получения указанных выше параметров (F_мmax = 60 Гц; диапазон регулирования (0.5−120)% дискретность регулирования примерно 0.5%) индексная ШИМ требует менее 11 кБ. Экономия объема памяти позволяет довести соотношение F_т/F_н до 40 (тактовая частота ШИМ F_т примерно 48кГц) и, тем самым, увеличить точность аппроксимации несущего и модулирующего сигнала не менее, чем в 4 раза. [7]

Таким образом, предлагаемая индексно — табличная ШИМ позволяет получить высокие показатели АИН, используя дешевые 8_разрядные микроконтроллеры. Тем более, все резервы этого класса МК еще не использованы, т. к. выпускаемые сейчас высокоскоростные модификации МК семейства MCS₅₁ (например, 80C3x0 фирмы DALLAS SEMICONDUCTOR) работают в 8.25 раза быстрее младших моделей этого семейства (КР1830ВЕ31).

2. Разработка системы управления

2.1 Описание схемы управления

Структурная схема системы управления гелеоисточника изображена на рис. 2.1., на рис. 2.2 — схема электрическая принципиальная. Блоком управления (БУ) системы управления является микроконтроллер Motorola МС3РНАС, рис. 2.3, основные параметры микросхемы сведены в таблицу 2.1. Микросхема имеет встроенный модуль трехфазного ШИМ, для управления шестью ключевыми элементами, также есть 4_х канальный АЦП, и последовательный интерфейс необходимый при режиме управления микроконтроллером с ПК. Модуль трехфазного ШИМ генерирует 6 ШИМ сигналов для задания выходного напряжения и частоты.

Таблица 2.1. Основные параметры микросхемы МС3РНАС

Назначение выводов МК[1]:

1. V_ref — эталонное напряжение. Соединяется с V_DDA для лучшего соотношения сигнал/шум.

2. RESET — вход сброса. Низкий логический уровень сигнала на этом входе переводит все PWM выхода в высокоимпедансное состояние. Также данный вход может быть использован для сброса ошибки (например: низкий уровень V_DD, ошибки времени, подача на вход FAULT_IN сигнала высокого уровня).

3. V_DDA — питание внутренних генераторов.

4. V_SSA — питание внутренних генераторов. 5 и 6 — вывода подключения кварцевого генератора.

7. PLLCAP — вывод подключения помехозащитного конденсатора. Малое значение емкости позволяет быстро формировать f эталонную. Большие значения позволяют улучшить стабильность. Значение емкости конденсатора 0,1 мкФ является типовым и рекомендовано производителем.

8. PWMPOL_BASEFREQ — вход задания базовой частоты и полярности ШИМ. 9 — 14 — выхода формирователя ШИМ.

15. FAULTIN — вход ошибки. При высоком логическом уровне сигнала на входе мгновенно отключаются PWM выхода. Включаются PWM выхода только после появления на входе сигнала низкого логического уровня.

16. PWMFREQ_RxD — в автономном режиме эта ножка используется для задания частоты ШИМ.

17. RETRY_TxD — выход управления ключом промежуточного контура.

18. RBRAKE — выход управления ключом промежуточного контура, для сброса энергии.

19. FAULTOUT — данный вывод используется для индикации ошибки.

20. VBOOST_MODE — вывод задания режима работы МК. Высокий логический уровень — автономный режим работы, низкий — режим работы с ПК.

21. V_DD — напряжение питания, +5V.

22. Vss — вывод земли.

23. FWD — вход задания направления вращения двигателя.

24. START — вход включения.

Микроконтроллер Motorola МС3РНАС.

Рисунок 2.2

25. MUX_IN — в автономном режиме является входом регулирования коэффициента заполнения.

26. SPEED — задание частоты вращения двигателя.

27. ACCEL — вход, влияющий на разгон двигателя.

28. DC_BUS — вход для отслеживания напряжения промежуточного контура.

Как видно из рис. 1 схема управления состоит из следующих блоков. Блок задания (БЗ) для задания выходных параметров сигнала. Через делители напряжения на соответствующие входы задания БУ задаются полярность, частота выходного сигнала, а также частота ШИМ. Согласно заданным параметрам на выходах ШИМ формируются сигналы, которые далее поступают на драйвер (Д). Драйвером является микросхема IR2135, типовая схема подключения изображена на рис. 2.4, структурная схема изображена на рис. 2.5., основные параметры приведены в таблице 2.2.

Таблица 2.2. Основные параметры микросхемы IR2135

Описание выводов микросхемы IR2135:

HIN 1,2,3 — логические входа (вывода 22,23,24) ключей высокого уровня.

НО 1,2,3 — логические выхода (вывода 13,16,19) ключей высокого уровня.

LIN 1,2,3 — логические входа (вывода 25,26,27) ключей низкого уровня.

LO 1,2,3 — логические выхода (вывода 9,10,11) ключей низкого уровня.

FAULT — выход ошибки (вывод 28).

V_СС — напряжение питания (вывод 21).

ITRIP — вход токовой защиты (вывод 1).

FLT-CLR — вход сброса ошибки (вывод 2).

SD — логический вход выключения.

САО — выход усилителя тока.

СА- - инверсный вход усилителя тока.

СА+ - неинверсный вход усилителя тока.

Микросхема имеет вход токовой защиты ITRIP рис. 2 (ВТЗ, рис. 1) и выход ошибки FAULT рис. 2.2 (ВыхО, рис. 2.1). При срабатывании токовой защиты (сигнал снимается с датчика тока ДТ, рис. 2.1) микросхема переводит все выхода в высокоимпедансное состояние и работа схемы приостанавливается, на выходе ошибки появляется логический сигнал высокого уровня. Сбрасывается ошибка путем подачи на вход FAULT-CLR (рис. 2.2) логического сигнала низкого уровня.

После драйвера сигнал поступает на силовые модули (СМ рис. 2.1), а затем на нагрузку (Н рис. 2.1). В блоке силовых ключей встроен датчик температуры (ДТР рис. 2.1), который останавливает работу схемы при превышении допустимой температуры, сигнал поступает на вход ошибки FAULT_IN (рис. 2.2) (ВО БУ (рис. 2.1)).

Датчики напряжения ДН (рис. 2.1) и блок обработки выходного сигнала (БОВС рис. 2.1) вместе являются обратной связью. Сигнал обратной связи принимается на вход регулирования выходного напряжения, путем изменения напряжения на входе аналогово-цифрового преобразователя (АЦП) (рис. 2.1). Все блоки в схеме питаются от блока питания (БП рис. 2.1). Схема блока питания (рис. 2.6) была заимствована с разработки блока питания используемого в автоматизированном электроприводе фирмы «Relains». Для данной схемы ниже рассчитан трансформатор.

Схема управления работает следующим образом. Включается система управления кнопкой S1 (рис. 2.2). БЗ задает параметры выходных импульсов БУ.

На выходах ВШ БУ формируются импульсы управления силовыми ключами. Однако широтно-модулированные импульсы задается относительно общего проводника схемы. Для ключевого транзистора нижнего уровня этого вполне достаточно, сигнал можно непосредственно подавать на затвор (базу), так как исток (эмиттер) связан с общим проводом. Если транзистор нижнего уровня находится в закрытом состоянии, a верхнего уровня открыт, на истоке транзистора верхнего уровня присутствует напряжение питания U_n. Поэтому для управления транзисторами верхнего уровня необходима гальванически развязанная с общим проводом схема, которая четко будет передавать импульсы схемы управления не внося в нее искажений. Микросхема IR2135 решает эту проблему, имея отдельно выхода управления ключевыми транзисторами нижнего и верхнего уровней, а также защищает силовые ключи от таких эффектов как скорость нарастания тока, скорость нарастания напряжения и сквозных токов.

Датчики обратной связи контролируют выходное напряжение, далее сигналы поступают на БОВС. С помощью датчиков напряжения и БОВС схема управления поддерживает выходное напряжение инвертора в заданных пределах. При просадке выходного напряжения, если это не короткое замыкание в нагрузке, напряжение на выходе датчиков упадет, а на выходе БОВС увеличится, следовательно, увеличится напряжение на входе БУ (ВхАЦП). Данное напряжение регулирует коэффициент заполнения ШИМ, от которого зависит выходное напряжение инвертора. Как только напряжение на входе ВхАЦП увечится, то возрастет выходное напряжение. Время срабатывания датчика напряжения составляет 0,3 мкс, что гораздо меньше величины периода выходного напряжения.

2.2 Расчет элементов схемы системы управления

Для каскада на операционном усилителе DD 1.4. определили из соотношения 2.1 значения сопротивлений R34, R44, R35 исходя из условия, что коэффициент усиления K_u=10, а сопротивления R34 = R35.

Приняли равными:

R44 = 100 Ом;

R34 = R35 = 1 кОм [14];

Каскад на операционном усилителе DD 4.4 вместе с резисторами R45, R46, R57, R58 является сумматором, складывает выходной сигнал с каскадов на DD 1.4, DD 4.1, DD 4.2, DD 4.3. Для определения значений сопротивлений воспользовались условием равенства R45 = R46 = R57 = R58 и соотношением [13]:

1/R52 = 1/R45 + 1/R46 + 1/R57 + R58 (2.2.)

Приняли равными:

R45 = R46 = R57 = R58 = 1 кОм;

R52=250 Ом [14];

Значения резисторов R38, R49, R50, R51 приняли равными 10 кОм.

Операционные усилители выбрали TL084ACN (4 в одном корпусе), основные параметры свели в таблицу 2.3.

Таблица 2.3. Основные параметры операционного усилителя TL084АСN

Также для каскадов на DD1.1, DD1.2 и DD 1.3 по формулам 2.1, 2.2 определи значения сопротивлений R1 — R6, R10, R17 — R19, R28 — R29.

Получили значения:

R1 = 3 кОм;

R2 = R4 = R6= R7 = R8 = R9 = R19 = R20 = R31 = 10 кОм;

R3 = R5 = R10 = R21 = R30 = 1 кОм; [14]

Диоды VD1 — VD3 в обвязке драйвера приняли HFA25PB60, (из описания на микросхему IR2135). Значения номиналов конденсаторов С1 — С5 также приведены производителем в документации.

Получили значения емкостей конденсаторов:

С1 = С2 = 47 мкФ;

С3 = С4 = С5 = 0,1 мкФ [15];

Для микросхемы Motorola MC3PHAC из документации были взяты номиналы элементов для автономного режима для задания требуемых выходных параметров. Выходная частота инвертора 50 Гц, частота ШИМ 5,3кГц. Микросхема позволяет задавать частоту ШИМ до 20 кГц однако, при ее увеличении значительно возрастают потери в силовых ключах. Выбранные IGBT — транзисторы позволяют работать на заданной (5,3 кГц) частоте, при минимальных потерях на переключение. Частота ШИМ задается напряжением на входе PWMFREQ/FxD.

Значения элементов в обвязке микросхемы МС3РНАС:

Резисторы:

R11 = R23 = R24 = R28 = 10 кОм;

R12 — R18 = 56 Ом;

R22 = R26 = R32 = 4,7 кОм;

R27 = R29 = R36 = R41= 1 кОм;

R37 = R40 = R42 = 3 кОм [14];

Конденсаторы:

С6 = С7 = 0,1 мкФ;

С8 = С9 = 0,22 мкФ [15];

Кварцевый генератор НС₄₉ с частотой импульсов 4 МГц.

Кнопка без фиксации SB1 — B170H;

Кнопка с фиксацией S1 — PS850L;

Светодиод VD4 — КИПД 24 А-К;

Блок питания системы управления питает микросхемы управления, драйвера, операционные усилители, а также датчики напряжения и тока. Исходя из этого блок питания должен обеспечивать следующие выходные напряжения: 15 В; +12 В; +5 В. Блок питания разработанный фирмой «Relainse» для питания электроники управления электроприводом подходит для питания элементов системы управления гелеоисточника. Схема электрическая принципиальная показана на рис. 6. Блок питания построен по схеме двухтактного импульсного (ключевого) источника питания. Это современные источники питания с высоким КПД. Традиционные линейные источники питания с последовательным регулирующим элементом сохраняют постоянное выходное напряжение при изменении входного напряжения или тока нагрузки благодаря изменению своего сопротивления. Линейный регулятор (стабилизатор) поэтому может быть очень неэффективным. Импульсный источник питания, однако, использует высокочастотный ключ (транзистор) с переменными величинами включенного-выключенного состояний, чтобы стабилизировать выходное напряжение. Пульсации выходного напряжения, вызванные ключевым режимом, отфильтрованы LC фильтром. Для данного блока питания рассчитали трансформатор TV2, с требуемыми выходными параметрами. Режим работы трансформатора отличается от режима работы, например, в выпрямительных устройствах, силовых цепях синусоидального напряжения. Напряжение, приложенное к первичной обмотке, имеет прямоугольную форму. Расчетные соотношения с учетом основные допущений [8]:

1) скорость перемагничивания сердечника постоянна;

2) дополнительные потери в первичной обмотке, вызванные намагничивающим током, не учитываются;

3) оптимальным является сочетание конструктивных данных, при котором отношение потерь мощности в каждой из обмоток к мощности, передаваемой через нее одинаково;

4) удельное сопротивление обмоток, расположенных вблизи и вдали от зон повышенного нагрева, считается одинаковым.

Исходные данные для расчета:

совокупность чисел, характеризующих фазность обмоток: m₁=2, m₂=3;

напряжение, подключённое к вторичной обмотке: U₂₁=15 В; U₂₂=5; U₂₃= 12

мощность: P₂=60 Вт;

электродвижущая сила (ЭДС) прикладываемая к первичной обмотке: E1=600 B;

частота коммутаций силовых ключей: f=30 кГц;

температура окружающей среды: То=20 ^оС;

максимально допустимая относительная величина тока намагничивания:

I_{m max}<=0.2;

максимально допустимая температура наиболее нагретой точки трансформатора: T_{т max}=130 ^оС;

коэффициент теплоотдачи: =1.210^-3 Вт/(см² К);

коэффициент полезного действия (КПД): =0.9.

максимальный коэффициент заполнения окна сердечника обмотки: _{0 max}=0.7.

Расчёт ориентирован преимущественно на проектирование трансформаторов тороидальной конструкции и состоит из двух частей: оценочного и конструктивного.

Целью оценочного расчета является определение основных параметров трансформатора, выполненного на кольцевом сердечнике разных типоразмеров их стандартного ряда.

Для работы на частоте от 10 кГц и выше в качестве материала сердечника применяются ферриты 2000НМ₁, 1500НМ₁ и др. Выбирали марку сердечника. Для этого построили зависимости удельных потерь мощности в сердечнике от перепада индукции В в нём:

(2.3)

где Р_с — потери мощности в сердечнике, Вт;

V_c — объём сердечника, м³.

Использовали выражение:

(2.4)

где f — заданная частота, кГц;

В-изменение магнитной индукции в сердечнике трансформатора за ту часть периода Т/2, когда это изменение происходило в одном направлении, Тл;

H_co, dH_c/dB_m, R_в — величины найденные по таблице 2.4.

По формуле (2.4.) рассчитали для каждого материала зависимость Р_с.уд. от В в виде таблицы, задаваясь последовательно значениями:

где N — целое число;

х = 0,1. 0,2;

Bm — амплитудное значение магнитной индукции, Тл (табл. 2.4).

Данные для расчета взяли из таблицы 2.4 [8]:

Таблица 2.4. Параметры аппроксимирующих выражений, описывающих магнитные свойства ряда ферримагнетиков

Для материала 6000 НМ:

H_co = 6.4 А/м,

dH_c/dB_m = 0 А/(мТл),

R_в = 4,4 кОм/м.

x = 0.15

Подставляя числовые значения в (2.3.) получили? при В = 0 Тл Р_с.уд.=0 Вт/м³

при В=0,1 Тл Р_с.уд.= 38,4 Вт/м³,

при В=0,2 Тл Р_с.уд.= 76,8 Вт/м³, и т. д.

Аналогично рассчитали зависимости Р_с.уд.(В) для других материалов результаты вычислений занесли в таблицу 2.5.

Таблица 2.5. Рассчитанные значения Р_с.уд., Вт/м³.

По данным таблицы 2.5. построили графики (рис. 2.8).

Анализируя график, увидели, что наименьшими удельными потерями в заданных условиях обладает материал 4000 НМ. Следовательно, выбрали для нашего сердечника материал 4000 НМ.

Определили типоразмеры сердечника в стандартном ряде размеров, начиная с которых сердечники пригодны для изготовления трансформатора с заданными параметрами. При этом мы приняли коэффициент укладки л₀=0,7. Для этого взяли два любых размера сердечника [9], например К10×6×3 и 2К20×12×6, из стандартного ряда размеров сердечников и нашли для них зависимость Р_{выхмакс} от объёма этих сердечников V_т.

Рассчитали объём V_c кольцевого сердечника [8]:

; (2.5)

где D_c=10•10^-3 — внешний диаметр кольцевого сердечника К10×6×3, в м;

d_c=6•10^-3-внутренний диаметр кольцевого сердечника К10×6×3, в м;

h_c=3•10^-3 — высота кольцевого сердечника К10×6×3, в м;

р=3,14 — константа.

V_c=0,25•3,14•(10•10^-3-6•10^-3) 3•10^-3=1.508•10^-7 м³

Аналогично рассчитали объём сердечника с размерами 2К20×12×6. Полученное значение объёма занесли в таблицу 2.6.

Таблица 2.6. Объём выбранного сердечника

Определили максимальную мощность потерь на единицу поверхности сердечника [8]:

Вт, (2.6)

где б=14 — коэффициент теплоотдачи, в Вт/(м•К);

р=3,14 — константа;

Т_Т макс = 130 _ максимальная температура трансформатора, в ^oC;

S_T= 3.27•10^-4 — площадь поверхности сердечника c размерами К10×6×3, берётся из справочника, в м².

Аналогично расчёт произвели для сердечника с размерами 2К20×12×6. Значение максимальной мощности потерь для данного размера сердечника занесли в таблицу 2.7.

Таблица 2.7. Максимальная мощность потерь сердечника

Определили оптимальную магнитную индукцию насыщения ДB_опт:

(2.7)

где V_c= - объём сердечника с размерами К10×6×3, в м³;

с₁=f•H_co=30 000•1,2=3,6•10⁴;

с₂=30 000•40+(2•30 000)²/56 000 = 2,179

R_в=56 000 — удельное сопротивление материала 2000 НМ, в Ом.

=3,6•10⁴/2,179•10⁶+((3,6•10⁴/2,179•10⁶)+/0,925/2•2,179•10⁶•1,508•10^-7)^0,5=1,159 Тл

Аналогичный расчёт произвели для сердечника с размерами 2К20×12×6. Значение оптимальной магнитной индукции насыщения ДB_опт для данного размера сердечника занесли в таблицу 2.8.

Таблица 2.8. Оптимальная магнитная индукция насыщения ДB_опт

Из таблицы видно, что ДB_опт для сердечника К10×6×3 равна 1,159 Тл, что выше максимальной магнитной индукции материала (0,78 Тл), поэтому приняли эту величину равной 0,78 Тл, и дальнейшие расчёты вели для неё.

Нашли потери мощности P_c в сердечнике c размерами К10×6×3:

Р_с=Р_с.уд. (ДB_опт)•V_c=3.066•10⁶ •1.508•10^-7=0.462, Дж (2.8)

где

Р_с.уд. (ДB_опт)= 3.066•10⁶ — удельные потери в магнитопроводе при ДB=ДB_опт, в Дж/м³;

V_c=1.508•10^-7 — объём сердечника с данными размерами, в м³.

Аналогичный расчёт произвели для сердечника с размерами 2К20×12×6. Значение потери мощности потерь P_c в сердечнике для данного размера занесли в таблицу 2.9.

Таблица 2.9. Потери мощности P_c в сердечнике

Для найденных значений В_опт определили амплитудное значение напряжённости магнитного поля Н_m. Для этого использовали данные таблиц 2.4, 2.6 и следующую формулу [8]:

(2.9)

В=В_опт — оптимальная магнитная индукция намагничивания из табл. 2.8

Для сердечника К20 105 получили следующий результат:

796 А/м.

Аналогичный расчёт произвели для сердечника с размерами К10×6×3. Все полученные результаты сведены в таблицу 2.10.

Таблица 2.10. Амплитудное значение напряжённости магнитного поля Н_m

Рассчитали мощность сердечника с учётом температурной поправки:

в Вт; (2.10)

где=Вт/(А•Гц) — из справочника для сердечника К10×6×3;

Аналогичный расчёт произвели для сердечника с размерами 2К20×12×6. Полученные значения занесли в таблицу 2.11.

Таблица 2.11. Мощность сердечника с учётом температурной поправки

Нашли величину относительных потерь мощности в обмотках д [8]:

(2.11.)

Рассчитанные значения занесли в таблицу 2.12.

Таблица 2.12. Величина относительных потерь мощности в обмотках

Определили относительную величину амплитуды тока намагничивания[8]:

(2.12)

где — величина относительных потерь мощности в обмотках, рассчитывается по формуле 2.11;

Р_вых — мощность, которая может быть передана в нагрузку, Вт;

Р_с — потери мощности в сердечнике при данном ДВ, Вт.

Полученные значения занесли в таблицу 2.13.

Таблица 2.13. Относительная величина амплитуды тока намагничивания

Из справочника нашли объем трансформатора с размерами сердечника К10×6×3 и 2К20×12×6 при л₀=0,7:

Таблица 2.14. Объём трансформатора

Рассчитали максимальную выходную мощность сердечника с данными размерами:

(2.13)

= (2· 2,033·10⁶·(30 000·0,76)²·(0,925−0,462)/2+1)^0,5= 30,8 Вт

Полученные значения занесли в таблицу 2.15.

Таблица 2.15. Максимальная мощность даваемая трансформатором в нагрузку

По данным таблиц 2.13 и 2.14 построили по двум точкам с координатами (P_{выхмакс}; V_т) зависимость P_{выхмакс} от V_т на рис. 2.9.

По заданной мощности с графика сняли значение объёма трансформатора V_т, V_т=1,2 см³.

Нашли интервал объёмов, в котором может находиться наш сердечник:

V_т.макс= V_т+0.4• V_т=1,68 см³; V_т.мин= V_т-0.4V_т=0,72 см³.

По найденному интервалу нашли по справочнику типоразмеры сердечников, объёмы которых лежат в найденном интервале: 2K10x6x3, К12x5x5.5, 2K12x8x3, K16×10×4.5. Из найденных типоразмеров сердечников выбрали наиболее подходящий нашему трансформатору.

Используя значения S_т при о=0.1; 0.3; 0.5; 0.7 для выбранных материалов определили зависимости P_т.макс = f (о) по формуле 2.6. Результаты вычислений сведены в таблицу 2.16.

Таблица 2.16. Значение P_т.макс, Вт

Далее пользуясь формулами нашли зависимость P_с=f (B) для всех выбранных типоразмеров сердечников.

Нашли потери в обмотках, где находится по формуле 2.11, а P_c определили с учетом формул 2.5 и 2.8 для каждого значения B и о

(2.14)

Рассчитали потери в трансформаторе для каждого значения и о для всех выбранных типоразмеров сердечников по формуле:

(2.15)

Рассчитанные значения P_т, P_o, P_c, для выбранных типоразмеров сердечников занесены в таблицы 2.17 — 2.20.

Таблица 2.17. Значение величин для сердечника 2K10x6x3

По данным таблицы для каждого значения _о построили зависимость P_o(B), Р_с(B), Р_т(B) для _о=0,1 _ рис. 2.10, _о=0,3 _ рис. 2.11, _о=0,5_рис. 2.12, _о=0,7 _ рис. 2.13.

Графики зависимости Р_о, Р_с, Р_т от величины магнитной индукции при л_о=0,1.

Рис. 2.10

Графики зависимости Р_о, Р_с, Р_т от величины магнитной индукции при л_о=0,3.

Рис. 2.11

Графики зависимости Р_о, Р_с, Р_т от величины магнитной индукции при л_о=0,5.

Рис. 2.12

Графики зависимости Р_о, Р_с, Р_т от величины магнитной индукции при л_о=0,7.

Рис. 2.13.

Таблица 2.18. Значение величин для сердечника 2K12x8x3

По данным таблицы для каждого значения _о построили зависимость P_o(B), Р_с(B), Р_т(B) для _о=0,1 _ рис. 2.14, _о=0,3 _ рис. 2.15, _о=0,5 _ рис. 2.16, _о=0,7 _ рис. 2.17.

Графики зависимости Р_о, Р_с, Р_т от величины магнитной индукции при л_о=0,1.

Рис. 2.14.

Графики зависимости Р_о, Р_с, Р_т от величины магнитной индукции при л_о=0,3.

Рис. 2.15.

Графики зависимости Р_о, Р_с, Р_т от величины магнитной индукции при л_о=0,5.

Рис. 2.16

Графики зависимости Р_о, Р_с, Р_т от величины магнитной индукции при л_о=0,7.

Рис. 2.17

Таблица 2.19. Значение величин для сердечника K12x5x5,5