Расчет статического преобразователя частоты
Для управления двигателем процессор формирует систему трехфазных синусоидальных напряжений, изменяемых по частоте и амплитуде, и передает их в модулятор, в котором синусоидальные сигналы управления фазами — «стойками» инвертора, состоящими из последовательно включенных ключей IGBT, преобразуется в дискретные команды включения и отключения транзисторов классическим методом центрированной… Читать ещё >
Расчет статического преобразователя частоты (реферат, курсовая, диплом, контрольная)
ВВЕДЕНИЕ
Преобразователь частоты (ПЧ) в ЭП является силовым регулятором, вход которого подключен к питающей сети с нерегулируемыми значениями напряжения U1 и частоты f1, а на выходе обеспечиваются регулируемые значения напряжения U2 (или тока I2) и частоты f2 в зависимости от задания и управляющих сигналов Uy.
Применение ПЧ в ЭП обеспечивает наиболее экономичные способы регулирования скорости и момента электродвигателей переменного тока. В настоящее время в зависимости от мощности и технологических требований к ЭП используется один из трех типов статических ПЧ:
1) непосредственный ПЧ (в минимальной конфигурации содержит m2 — по числу фаз двигателя — отдельных реверсивных преобразователей постоянно тока, управление которыми осуществляется переменным модулирующим напряжением);
2) двухзвенный ПЧ с автономным инвертором напряжения (состоит из трех основных элементов: выпрямителя (В), автономного инвертора напряжения (АИН), и промежуточного контура постоянного тока, включающего конденсатор С, который является источником реактивной мощности для двигателя);
двухзвенный ПЧ с автономным инвертором тока (состоит из управляемого выпрямителя, автономного инвертора тока (АИТ), сглаживающего реактора L и конденсаторов С, являющихся источником реактивной энергии для двигателя).
В данной расчетно-графической работе приведен расчет статического ПЧ с АИН (рис. 1).
U1, f1 U2, f2
C
U2y, f2y
Рис. 1 Двухзвенный ПЧ с АИН.
преобразователь частота потеря В ПЧ этого типа происходит двукратное преобразование электрической энергии: сначала переменное напряжение U1 с частотой f1 выпрямляется, а затем постоянное напряжение преобразуется (инвертируется) АИН в переменное с заданной амплитудой первой гармоники U21m и частотой f2. В качестве ключевых элементов в АИН в настоящее время практически всегда используются транзисторы.
В ПЧ с АИН для формирования выходного напряжения с заданной частотой и амплитудой первой гармоники исключительное применение находит способ широтно-импульсной модуляции (ШИМ) напряжения с постоянной частотой коммутации или с переменной частотой коммутации в системах прямого цифрового управления моментом.
В ПЧ с АИН невозможен обмен реактивной энергией двигателя с питающей сетью, и реактивная составляющая тока двигателя циркулирует в контуре электродвигатель — АИН — входной конденсатор С, наличие которого вместе с диодами, шунтирующими в обратном направлении транзисторы АИН, является обязательным для схемы инвертора напряжения.
Основные достоинства ПЧ с АИН:
широкий диапазон частот (от 0 до 1000 Гц и более);
возможность формирования необходимой кривой тока (обычно синусоидальной);
простота силовой схемы ПЧ.
Недостатки ПЧ с АИН:
нереверсивность при выполнении по основной схеме;
большая скорость изменения напряжения на обмотке двигателя.
Электрическая функциональная схема ЭП с использованием ПЧ с АИН приведена на рис. 2.
В ПЧ применена наиболее распространенная для управления короткозамкнутым АД схема ПЧ с АИН и ШИМ напряжением на выходе, неупраляемым выпрямителем на входе силовой части схемы и микропроцессорным управлением. При питании от сети 380 В наиболее рациональным является применение в инверторе полупроводниковых приборов нового поколения — биполярных транзисторов с изолированным затвором — IGBT.
Основные элементы, входящие в эту схему:
UZ — неуправляемый выпрямитель; L0, C0 — фильтр; RT — термистор, ограничивающий ток заряда конденсатора С0; R0 — разрядное сопротивление для конденсатора С0; FU1, FU2, FU3 — предохранители; R, C — цепь защиты (снаббер) от перенапряжений на транзисторах IGBT; RS — датчик тока для организации защиты (FA) от сквозных и недопустимых токов перегрузки через IGBT; VT — VD — трехфазный инвертор на IGBT с обратным диодным мостом.
Основные блоки в системе управления:
1) блок питания БП, состоящий из восьми гальванически развязанных источников постоянного напряжения;
2) микроконтроллер AD на базе сигнального процессора 1899ВЕ1;
3) плата индикации DS с переключателем способа управления: местное или дистанционное;
4) блок сопряжения ТВ для работы с внешними сигналами или командами;
5) согласующие усилители UD — драйверы IGBT.
Электропривод работает следующим образом.
При подаче напряжения 380 В на силовой вход ПЧ в звене постоянного тока происходит процесс заряда конденсатора фильтра С0, который определяется значениями RT, L0, C0. Одновременно с этим в информационную часть схемы подается питание (напряжения U1 — U8). В процессе выдержки времени на установление напряжений стабилизированных источников питания U1 — U4 аппаратная защита FA блокирует открывание ключей инвертора и происходит запуск программы управления процессором по аппаратно формируемой команде «Рестарт».
Выполняется инициализация. Производится запись начальных условий в ячейки ОЗУ процессора и определяется способ управления — местное или дистанционное. Если с датчиков тока фаз двигателя TAA, TAB, TAC, аппаратной защиты FA, напряжения сети Uc, а также от всех каналов вторичного источника питания поступает информация о нормальных параметрах, то ЭП готов к работе и на цифровой индикатор выводятся нули, светится светоизлучающий диод «Подача». В противном случае загорается светоизлучающий диод «Авария» и на цифровом индикаторе появляется код срабатывания той или иной защиты.
Для управления двигателем процессор формирует систему трехфазных синусоидальных напряжений, изменяемых по частоте и амплитуде, и передает их в модулятор, в котором синусоидальные сигналы управления фазами — «стойками» инвертора, состоящими из последовательно включенных ключей IGBT, преобразуется в дискретные команды включения и отключения транзисторов классическим методом центрированной синусоидальной ШИМ. Несущая частота ШИМ составляет от 5 до 15 кГц. Одновременное замыкание двух ключей в «стойке» инвертора блокируется, для учета реального времени запирания транзисторов в процесс переключения вводится «мертвое» время, составляющее единицы микросекунд, в течении которого оба ключа разомкнуты.
Силовая часть ПЧ неизменна и пригодна для разных способов управления координатами электродвигателей с применением более совершенных микропроцессорных средств.
1. РАСЧЕТ ИНВЕРТОРА Исходные данные:
Номинальная мощность Рном = 30 кВт, Диапазон выходных частот от 0,5 до 512 Гц, Частота питающей сети fс = 50 Гц, Диапазон регулируемого напряжения от 0 до Uпит. сети,
Uвх = 380 В 20% = Uпит.сети.
Выбор двигателя.
По номинальной мощности выбираем асинхронный двигатель с короткозамкнутым ротором стандартного исполнения типа 4А180М4У3 (по справочнику [3]) со следующими техническими данными:
Номинальная мощность Рном = 30 кВт, Синхронная скорость вращения nсинх = 1500 об/мин, Скольжение s = 2%,
Номинальное КПД зном = 91%,
Напряжение двигателя U = 220/380 В, Кратность пускового тока IП/Iном = 7,0,
Коэффициент мощности cos ц1 = 0,89.
Выбор транзисторов и диодов.
Максимальный ток через ключи инвертора определяется из выражения:
(1)
где Рном — номинальная мощность двигателя, Вт;
k1 = 1,2 — 1,5 — коэффициент допустимой кратковременной перегрузки по току, необходимой для обеспечения динамики ЭП;
k2 = 1,1 — 1,2 — коэффициент допустимой мгновенной пульсации тока;
зном — номинальный КПД двигателя;
Uл — линейной напряжение двигателя, В.
Ключи IGBT выбираются с постоянным (номинальным) током коллектора Iс? Iс max.
По справочнику [2, табл. 37.15] выбираем модули IGBT фирмы Mitsubishi третьего поколения типа СМ200DY-12Н на напряжение 600 В со следующими параметрами:
Таблица 1
Предельные параметры | ||
1. Максимальное напряжение коллектор — эмиттер UCES, В | ||
2. Максимальный ток коллектора Ic, A | ||
3. Максимальная рассеиваемая мощность Pc, Вт | ||
Электрические параметры | ||
1. Типовое UCES во включенном состоянии UCE (sat), В | 2,1 | |
2. Максимальное UCES во включенном состоянии UCE (sat), В | 2,8 | |
3. Входная емкость Cies, нФ | ||
4. Выходная емкость Coes, нФ | ||
5. Емкость обратной связи (проходная) Cres, нФ | ||
6. Время задержки включения td (on), нс | ||
7. Время нарастания tr, нс | ||
8. Время задержки выключения td (off), нс | ||
9. Время спада tf, нс | ||
Обратный диод | ||
1. Прямое падение напряжения на обр. диоде транзистора Uf, B | 2,8 | |
2. Время восстановления обр. диода при выключении trr, нс | ||
Тепловые и механические характеристики | ||
1. Тепловое сопротивление корпус — охладитель Rth (c-f), 0C/Вт | 0,13 | |
2. Тепловое сопротивление переход-корпус IGBT Rth (j-c), 0C/Вт | 0,16 | |
3. Тепловое сопротивление переход-корпус диода Rth (j-c), 0C/Вт | 0,35 | |
4. Масса, г | ||
Расчет потерь в инверторе.
Расчет потерь в инверторе при ШИМ формировании синусоидального тока на выходе заключается в определении составляющих потерь IGBT в проводящем состоянии и при коммутации, а также потерь обратного диода.
Потери в IGBT в проводящем состоянии:
(2)
где Iср = Ic max /k1 = 133,5/1,4 = 95,4 А — максимальная амплитуда тока на входе инвертора, А;
D = tр /T? 0,95 — максимальная скважность;
cos и? cos ц — коэффициент мощности;
Uce (sat) — прямое падение напряжения на IGBT в насыщенном состоянии при Iср и Tj = 1250C.
Потери IGBT при коммутации:
(3)
где tc (on), tc (pff) — продолжительность переходных процессов по цепи коллектора IGBT на открывание tc (on) и закрывание tc (pff) транзистора, с (типовое значение tc (on) = 0,3 — 0,4 мкс; tc (pff) = 0,6 — 0,7 мкс);
Uce — напряжение на коллекторе IGBT, В (коммутируемое напряжение, равное напряжению звена постоянного тока для системы АИН — ШИМ);
fsw — частота коммутаций ключей, Гц (частота ШИМ), обычно от 5000 до 15 000 Гц (принимаем fsw = 104 Гц).
Суммарные потери IGBT:
PQ = PSS + PSW = 43,1 + 55 = 98,1 Вт Потери диода в проводящем состоянии:
(5)
где Iер = Icр — максимальная амплитуда тока через обратный диод, А;
Uce = Uf — прямое падение напряжения на диоде (в проводящем состоянии) при Iер, В.
Потери при восстановлении запирающих свойств диода:
(6)
где Irr — амплитуда обратного тока через диод, А (Irr? Icр);
trr — продолжительность импульса обратного тока, с (типовое значение 0,2 мкс).
Суммарные потери диода:
PD = PDS + PDR = 57,4 + 0,04 = 57,44 Вт (7)
Результирующие потери в IGBT с обратным диодом:
PT = PQ + PD = 98,1 + 57,44 = 155,54 Вт (8)
Найденные результирующие потери являются основой для теплового расчета инвертора, в ходе которого определяются тип и геометрические размеры необходимого охладителя, а также проверяется тепловой режим работы кристаллов IGBT и обратного диода.
Тепловой расчет інвертора
1) Максимально допустимое переходное сопротивление охладитель — окружающая среда Rth (f-a), 0C/Вт, в расчете на одну пару IGBT/FWD (транзистор/обратный диод):
(9)
где Та = 45 — 50 0С — температура охлаждающего воздуха;
Тс = 90 — 110 0С — температура теплопроводящей пластины;
РТ — суммарная мощность, Вт, рассеиваемая одной парой IGBT/FWD;
Rth (c-f) — термическое переходное сопротивление корпус — поверхность теплопроводящей пластины модуля в расчете на одну пару IGBT/FWD, 0С/Вт.
2) Температура кристалла IGBT, 0С, определяется по формуле:
Tja = Tc + PQ•Rth (j-c)q, (10)
где Rth (j-c)q — термическое переходное сопротивление кристалл — корпус для IGBT части модуля, 0C/Вт.
При этом должно выполнятся условие Tja < 125 0С.
Tja = 100 + 98,1•0,16 = 116,4 0С < 125 0С
3) Температура кристалла обратного диода FWD, 0С:
Tjd = Tc + PD•Rth (j-c)d,(11)
где Rth (j-c)d — термическое переходное сопротивление кристалл — корпус для FWD части модуля, 0С/Вт.
При этом должно выполнятся условие Tjd < 125 0С.
Tjd = 100 + 57,44•0,18 = 120,1 0С < 125 0С
2. РАСЧЕТ ВЫПРЯМИТЕЛЯ
2.1 Расчет и выбор выпрямителя
2.1.1 Среднее выпрямленное напряжение
Ud = kс. н•Uл = 1,35•380 = 513 В (11)
где kс. н — коэффициент схемы для номинальной нагрузки (kс.н = 1,35 — для мостовой трехфазной схемы).
2.1.2 Максимальное значение среднего выпрямленного тока:
(12)
где n — количество пар IGBT/FWD в инверторе.
2.1.3 Максимальный рабочий ток диода
Iнm = kcc•Idm = 1,045•109,8 = 114,7 А (13)
где kсс = 1,045 для мостовой трехфазной схемы при оптимальных параметрах Г-образного LC-фильтра, установленного на выходе выпрямителя.
2.1.4 Максимальное обратное напряжение диода
Uнm = kз. н v2•Uл•kс.н•kс + ДUn, (14)
где kc? 1,1 — коэффициент допустимого повышения напряжения сети;
kз.н? 1,15 — коэффициент запаса по напряжению;
ДUn? 100 — 150 В — запас на коммутационные выбросы напряжения в звене постоянного тока.
Uнm = 1,2•1,41•380•1,35•1,2 + 100 = 1015 В
2.1.5 Диоды выбираются по постоянному рабочему току (не менее Iнm) и по классу напряжения (не менее Uнm/100)
Выбираем диод типа Д161 — 200 [2, табл. 37.1].
Таблица 2
Средний прямой ток Iпр.ср., А | ||
Ударный прямой ток Iпр.уд., кА | 5,5 | |
Повторяющийся импульс обратного напряжения Uобр. max, В | 300−1600 | |
Постоянное обратное напряжение Uобр., В | 225−1200 | |
2.2 Тепловой расчет выпрямителя
2.2.1 Расчет потерь в выпрямителе для установившегося режима работы электропривода (Id = Idm/k1)
(15)
где kcs = 0,577 — для мостовой трехфазной схемы;
Ron — динамическое сопротивление полупроводникового прибора в проводящем состоянии, Ом;
Uj — прямое падение напряжения, В, на полупроводниковом приборе при токе 50 мА (Uj + Ron•Idm/k1? 1 B для диода);
mн — число полупроводниковых приборов в схеме.
2.2.2 Максимальное допустимое переходное сопротивление охладитель — окружающая среда в расчете на выпрямитель:
(16)
где Rth (c-f) — термическое переходное сопротивление корпус — поверхность теплопроводящей пластины модуля, 0С/Вт.
2.2.3 Температура кристалла определяется по формуле:
(17)
где nD — количество полупроводниковых приборов в модуле;
Rth (c-f)DV — термическое переходное сопротивление корпускристалл для одного полупроводникового прибора модуля, 0С/Вт.
Необходимо, чтобы выполнялось условие TjDV < 140 0C.
< 140 0C
3. РАСЧЕТ ПАРАМЕТРОВ ОХЛАДИТЕЛЯ
3.1 Предварительный выбор охладителя Для выпрямителя и на каждую фазу двигателя устанавливаем отдельный охладитель. Всего будет 4 охладителя. Их общее суммарное переходное сопротивление охладитель — окружающая среда:
Rth (f-a) = Rth (f-a)1 + 3• Rth (f-a)2 = 0,194 + 3•0,054 = 0,356 0С/•Вт (18)
Предварительно принимаем охладитель типа Т — 121 с габаритными размерами профиля b = 0,24 м, h = 0,09 м, расстояние между ребрами с = 0,01 м Количество ребер: m = b/c = 0,24/0,01 = 24
3.2 Расчет длины охладителя
1) Площадь охладителя, участвующая в излучении тепла:
(19)
где d, b, h — габаритные размеры профиля, м;
n — количество охладителей.
2) Площадь данного охладителя, участвующая в конвекции:
(20)
где m — число ребер.
3) Переходное сопротивление излучению тепла:
(21)
где Тс = 373 К — температура поверхности охладителя;
Та = 323 К — температура окружающей среды;
ДТ = Тс — Та = 50 К;
Е — коэффициент излучения поверхности (Е = 0,8 для алюминия).
4) Переходное температурное сопротивление теплопередачи конвекцией:
(22)
где Fred — коэффициент ухудшения теплоотдачи (конвекции). График зависимости Fred от расстояния между ребрами дан на рис. 56.37.
Переходное температурное сопротивление охладитель — окружающая среда при естественном охлаждении:
(23)
Следовательно, имеем следующую зависимость:
(24)
где А, В, С — коэффициенты, полученные при подстановке (21) и (22) в (23).
7) Для различных значений d рассчитываем зависимость (24), результаты расчета сведены в табл. 3.
Таблица 3
d, м | 0,02 | 0,05 | 0,1 | 0,15 | 0,2 | 0,25 | 0,3 | 0,35 | |
Rth (f-a), 0С/Вт | 0,358 | 0,174 | 0,1 | 0,073 | 0,058 | 0,048 | 0,04 | 0,037 | |
По полученным значениям строим график зависимости Rth (f-a) от d (рис.3).
Рис. 3. График зависимости Rth (f-a) = f (d).
8) Выбираем длину охладителя d так, чтобы температурное сопротивление было не более расчетного значения (18) для всех приборов, установленных на охладителе: d = 0,025 м при Rth (f-a) = 0,3 0С/Вт Rth (f-a) расч. = 0,356 0С/Вт.
4. РАСЧЕТ ФИЛЬТРА
1) Коэффициент пульсаций на входе фильтра (отношение амплитуды напряжения к среднему значению):
(24)
где m — пульсность схемы выпрямления (m = 6 для трехфазной мостовой схемы).
Принимаем LC-фильтр.
2) Параметр сглаживания LC-фильтра:
(25)
где S = q1вх/q1вых = 10 — коэффициент сглаживания по первой гармонике (значения коэффициента сглаживания S лежат в диапазоне от 3 до 12);
fs — частота сети, Гц.
3) Индуктивность дросселя LC-фильтра для обеспечения коэффициента мощности на входе выпрямителя КМ = 0,95 определяется из следующих условий:
L0? 3•L0min (26)
(27)
где Id = Idm/k1 = 109,8/1,4 = 78,4 A — номинальный средний ток звена постоянного тока.
L0? 3•L0min = 3•2•10−4 = 6•10−4 Гн
4) Емкость конденсаторов, необходимая для протекания реактивного тока нагрузки инвертора, находится из выражения:
(28)
где Ism1 = Ic max — амплитудное значение тока в фазе двигателя, А;
ц1 — угол сдвига между первой гармоникой фазного напряжения и фазного тока (ц1 = /2 = 570/2 = 28,50, где — угол коммутации неуправляемого выпрямителя);
q1 — коэффициент пульсаций;
fsw — частота ШИМ, Гц.
5) Рассчитываем емкость конденсатора С01 и сравниваем с емкостью С03:
Для практической реализации фильтра используют конденсаторы с наибольшим значением емкости Со1.
6) Амплитуда тока, протекающего через конденсаторы фильтра на частоте пульсаций выпрямленного тока (по первой гармонике):
IC 0m = q1вых•Ud•2•р•m•fs•C0,(29)
где q1вых = q1вх/S = 0,057/10 = 0,0057 — коэффициент пульсаций на выходе фильтра.
IC 0m = 0,0057•513•2•3,14•6•50•5200•10−6 = 28,6 А
7) В зависимости от значения С01 и амплитуды тока формируется батарея конденсаторов с емкостью С01 = 5 200 мкФ и более, допустимым по амплитуде током IC 0m = 28,6 А и более и напряжением 800 В и более для трехфазной мостовой схемы.
Используем конденсаторы типа КС2 — 0,38 — 36 — 3У3 с номинальными параметрами: Uном = 380 В, Сном = 800 мкФ, Q = 36 квар.
Для получения емкости С01 = 5 200 мкФ собираем батарею из 13 пар конденсаторов, соединенных между собой параллельно. В каждой паре по 2 последовательно соединенных конденсатора для увеличения напряжения.
5. РАСЧЕТ СНАББЕРА Так как IGBT коммутируются с высокой скоростью, то напряжение быстро возрастает, особенно при запирании транзистора, и может достигнуть критического значения, способного вызвать пробой либо коллектора, либо затвора транзистора. Чтобы минимизировать превышение напряжения (перенапряжение) и предотвратить аварию IGBT, требуется установка снаббера (демпфирующей цепи).
По табл. 56.29 выбираем следующую схему снаббера, обладающую особенностями: а) малое число элементов, б) низкие потери мощности, в) подходит для конденсаторов средней и малой емкости.
Рис. 4. Схема цепей снаббера.
1) Емкость конденсатора снаббера определяется напряжением второго броска ДUґ, который не должен превышать 25 В. Выражение для расчета емкости представляется в виде:
С? L1•(IC /ДUґ)2,(30)
где L1 — индуктивность проводов между электролитическим конденсатором и IGBT-модулем (значение L1 должно быть 50 нГн или менее);
IC = Ic max = 133,5 A — отключаемый ток.
С? 50•10−9•(133,5/25)2 = 1,43 мкФ Выбираем для снаббера конденсатор с хорошими высокочастотными характеристиками, малой собственной индуктивностью, высокими импульсными токами и малым тангенсом угла потерь типа К78 — 2 емкостью С = 1,5 мкФ.
2) Выбор сопротивления резистора производится из условия минимума колебаний тока коллектора при включении IGBT:
(31)
где Lsn — индуктивность цепей снаббера, Гн (10 нГн или менее);
С — емкость снаббера, Ф.
3) Требуемая мощность резистора снаберра:
Р = 0,5•С• ДU2•fsw, (32)
где ДU — перенапряжение, В, которое не должно превышать 60 В.
Р = 0,5•1,5•10−6•602•104 = 25,7 Вт Выбираем для снаббера резистор штампованный ленточный типа ЛФ10 с номинальным сопротивлением при t = 20 0С R = 0,2 Ом и продолжительным допустимым током Iдоп = 140 А.
Действительная мощность резистора снаббера:
Р = Iдоп2•R = 1402•0,2 = 3920 Вт Ток, протекающий через диод снаббера, импульсный. Он почти равен отключаемому току коллектора Ic max и длится до 1 мкс.
Отношение максимума тока через снаббер к среднему около (20 — 50)1, диод должен быть высокочастотным со временем восстановления запирающих свойств trr = 0,3 мкс и менее.
Выбираем быстровосстанавливающийся диод типа ВЧ — 160.
1. Электротехнический справочник: В 4-х т. Т.4 / Под общ. ред. профессоров МЭИ В. Г. Герасимова и др. — М.: Изд-во МЭИ, 2002.
2. Электротехнический справочник: В 4-х т. Т.2 / Под общ. ред. профессоров МЭИ В. Г. Герасимова и др. (гл. ред. И.Н.Орлов). М.: Изд-во МЭИ, 1998.
3. Справочник по электрическим машинам. / Под общ. ред. И.П.Копы-лова, Б. К. Клокова. — М.: Энергоатомиздат, 1989.
4. Тиристорные преобразователи частоты в электроприводе. / Под ред. Р. С. Сарбатова. — М.: Энергия, 1980.
5. Электропривод переменного тока с частотным управлением / Ю. Бюттер, Ю. М. Гусяцкий, А. В. Кудрявцев и др. Под ред. Г. А. Щукина. — М.: Изд-во МЭИ, 1989.