Радиопередающее устройство, работающее в режиме однополосной модуляции

Дипломная работа на тему:

Разработка радиопередающего устройства, работающего в режиме однополосной модуляции

ЗАДАНИЕ НА ПРОЕКТИРОВАНИЕ

1. ВЫБОР И ОБОСНОВАНИЕ СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ

2. РАСЧЁТ РЕЖИМА РАБОТЫ ОКОНЕЧНОГО КАСКАДА

2.1 Выбор типа транзистора

2.2 Расчёт входной цепи транзистора

2.3 Расчет коллекторной цепи оконечного каскада

3. РАСЧЕТЫ И ВЫБОР ВХОДЯЩИХ КАСКАДОВ

3.1 Расчет кварцевого автогенератора

3.2 Выбор типа балансного модулятора

3.3 Выбор и расчет фильтров

4. РАСЧЁТ ЛИНИИ СВЯЗИ

5. СИНТЕЗАТОР ЧАСТОТЫ

6. РАСЧЁТ СИСТЕМЫ ОХЛАЖДЕНИЯ ТРАНЗИСТОРА 2Т925В

7. ИСТОЧНИК ПИТАНИЯ

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

ПРИЛОЖЕНИЯ

темой данного дипломного проекта является разработка радиопередающего устройства, работающего в режиме однополосной модуляции. Радиопередающие устройства такого типа получили широкое распространение в диапазоне частот f = 1,5 — 30,0 МГц в качестве связных, так как речевой (передаваемый) сигнал достаточно узкополосен — 300… 3400 Гц. Это обусловлено назначением такого вида передатчиков, как в энергопотреблении (мобильные радиостанции), так и особенностями данного частотного диапазона, а именно его низкой информационной ёмкостью.

Исходя из вышеуказанных обстоятельств, можно сделать вывод, что однополосная модуляция обладает рядом преимуществ перед обычной амплитудной модуляцией. К ним относятся: более узкая полоса частот радиоканала (что позволит осуществлять частотное уплотнение каналов), лучшие энергетические характеристики радиопередатчиков (повышенный КПД по сравнению с обычной амплитудной модуляцией), универсальность (использование в стационарных условиях в качестве базовых станций, а также в системах подвижных служб — сухопутной, морской, воздушной).

Недостатком такого типа модуляции является усложнённая принципиальная схема как передающего, так и приёмного тракта данного типа устройств.

Требования, которым должен удовлетворять передатчик, это, прежде всего, простота схемного исполнения (которая достигается применением современной элементной базы), что обеспечивает высокую надежность, возможности работы в широком диапазоне температур и влажности окружающей среды, простота в обращении, иногда ударостойкость, малое энергопотребление, а также низкая себестоимость.

ЗАДАНИЕ НА ПРОЕКТИРОВАНИЕ

Спроектировать связной радиопередатчик с однополосной модуляцией, удовлетворяющий следующим параметрам:

Максимальная выходная мощность в фидере — Р_1max = 10 Вт;

Диапазон частот — f = 10…16 МГц;

Волновое сопротивление фидера — W_ф=50 Ом;

Напряжение источника питания — Е = 220 В, 50 Гц (сеть);

Шаг сетки частот — 1 кГц;

ПВИ = - 45 дБ;

Частоты модуляции — f мод = 0,3…3 кГц;

Относительная нестабильность частоты — 3 * 10 — ⁵.

В процессе проектирования необходимо выбрать и рассчитать:

— составить и обосновать структурную схему;

— рассчитать режим работы оконечного каскада;

— рассчитать цепи связи оконечного каскада с фидером;

— рассчитать автогенератор;

— рассчитать индуктивности в цепи согласования и выбрать тип конденсаторов;

— сформировать требования к источнику питания, привести схемы.

Графические работы:

— часть принципиальной электрической схемы (выбирается преподавателем);

— схема размещения элементов оконечного каскада (вид сверху и сбоку).

1. ВЫБОР И ОБОСНОВАНИЕ СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ

Связные передатчики данного частотного диапазона f = 1.5…30 МГц работают, как правило, в режиме однополосной модуляции. Однополосный сигнал формируется фильтровым методом на относительно низкой частоте (f₀ = 500 кГц) и переносится с помощью преобразователей частоты в рабочий диапазон.

Структурная схема проектируемого передатчика построим таким образом, чтобы максимально снизить нелинейные искажения одновременно обеспечив заданное подавление внеполосного излучения колебаний, а также минимальное число перестраиваемых цепей в промежуточных и оконечном каскадах передатчика. Рассмотрим вариант структурной схемы (рис. 1), вполне удовлетворяющей изложенным выше требованиям.

Рис. 1. Структурная схема проектируемого передатчика.

Краткое описание предлагаемой структурной схемы и назначение блоков:

Звуковой сигнал с микрофона усиливается усилителем нижних частот (УНЧ) до необходимого уровня и попадает на балансный модулятор 1 (БМ 1), на второй вход которого поступает напряжение с частотой f0 = 500 кГц (в качестве опорной частоты f 0 используется сигнал, формируемый синтезатором частоты). Частота этого генератора выбрана с учетом амплитудно — частотной характеристики электромеханического фильтра (ЭМФ) и выбором рабочей боковой полосы (верхней). Для этой частоты промышленностью выпускаются электромеханические фильтры (ЭМФ) с крутизной характеристики затухания S = 0,1…0,15 дБ/Гц, кроме того, синтезатор частоты обеспечит заданную относительную нестабильностью частоты, так как в его составе используется кварцевый генератор. Так как полоса полезного сигнала в соответствии с ТЗ равна 300 до 3000 Гц, то можно применить ЭМФ, полоса пропускания которого равна 3 кГц. По стандартам, для однополосных передатчиков с рабочей частотой выше 7 МГц выходной сигнал должен содержать верхнюю боковую полосу (рис.2), а при рабочей частоте ниже 7 МГц — нижнюю. На выходе БМ 1 получается двухполосный сигнал с ослабленной несущей. Степень подавления несущей частоты на выходе передатчика определяется балансным модулятором и ЭМФ, а нежелательной БП только параметрами ЭМФ. Поэтому от качества построения этого каскада зависит степень наличия в сигнале посторонних спектральных составляющих, причем в последующих каскадах невозможно изменить соотношение этих составляющих в сигнале. После прохождения сигнала через БМ 1 и ЭМФ сигнал затухает, поэтому целесообразно применить компенсационный усилитель (КУ 1), с выхода которого сигнал поступает на БМ2.

На второй вход БМ 2 поступает сигнал вспомогательной частоты f ₁ = 20 МГц, которая, аналогично f 0, формируется синтезатором. Частота f ₁ выбирается выше верхней рабочей частоты передатчика — f _B. При таком выборе комбинационная частота на выходе БМ 2, равная f ₁ + f ₀ также будет выше верхней частоты рабочего диапазона передатчика. Следовательно, колебания вспомогательного генератора f ₁ и продукты преобразования первого порядка с частотами f₁ + f₀, если они попадут на вход усилителя мощности, не создадут помех в рабочем диапазоне проектируемого передатчика. Относительная расстройка между комбинационными частотами на выходе БМ 2, как правило, не велика, поэтому селекция нужной комбинационной частоты должна осуществляться пьезокерамическим фильтром (ПФ) или фильтром на поверхностных акустических волнах, обладающие достаточно высокой избирательностью. Полоса пропускания этого фильтра должна быть не меньше полосы передаваемого сигнала. После прохождения сигнала через БМ 2 и ПФ сигнал также ослабляется, поэтому здесь тоже целесообразно применить компенсирующий усилитель (КУ 2), после которого сигнал поступает на БМ3.

Однополосный сигнал с выхода КУ 2 в балансном модуляторе БМ3 смешивается с частотой f ₂. Источником этих колебаний служит синтезатор сетки дискретных частот, генерирующий сетку в заданном диапазоне с заданным шагом. Частота f ₂ выбирается выше f ₁, то есть выше рабочего диапазона. Частоты рабочего диапазона получаются на выходе БМ3 в зависимости от значения f₂. Они равны разности частот f₂ и промежуточных частот преобразований на выходе полосового фильтра f = f₂ — f₁ — f₀. Таким образом, можно определить требуемый диапазон сетки f₂.

Верхнее значение: f₂ = f_в + f₁ + f₀ = 16 + 20 + 0,5 = 36,5 Мгц

Нижнее значение: f₂ = f_н + f₁ + f₀ = 10 + 20 + 0,5 = 30,5 Мгц

Эти частоты выделяются фильтром нижних частот (ФНЧ), который должен охватывать весь рабочий диапазон. Частота среза ФНЧ должна быть не менее верхней рабочей частоты диапазона.

Однополосный сигнал формируется на малом уровне мощности 1 — 5 мВт. До заданного уровня на выходе передатчика он доводится линейным широкополосным усилителем мощности, число каскадов в котором определяется величиной сквозного коэффициента усиления:

К_Р = Р₁ / Р_ВХ = 11,2 / 0,005 = 2240,

где Р₁ — мощность в коллекторной цепи оконечного каскада передатчика,

Р_ВХ — мощность однополосного сигнала на выходе ФНЧ.

В результате усиления ШПУ получается уже достаточно сильный сигнал, поступающий на вход оконечного каскада (ОК), который определяет номинальную заданную мощность в передающем тракте, определяет КПД устройства, кроме того, цепь связи (ЦС), включенная последовательно с ОК определяет уровень внеполосных излучений. Определим количество каскадов усиления (ШПУ) для получения номинальной заданной мощности исходя из величины сквозного коэффициента усиления:

Примем коэффициент усиления по мощности одного каскада равный 8, тогда число каскадов ШПУ можно определить, разделив К_Р на величину коэффициента усиления одного каскада.

Усиление сигнала по мощности на величину, не менее 4,375 будет производиться в оконечном каскаде.

Рис. 2. Спектры сигналов и АЧХ фильтров.

2. РАСЧЁТ РЕЖИМА РАБОТЫ ОКОНЕЧНОГО КАСКАДА

2.1 Выбор типа транзистора

Рациональный выбор транзистора для оконечного каскада передатчика определяет такие характеристики усилителя, как коэффициент полезного действия (КПД) и коэффициент усиления по мощности. В ТЗ на курсовое проектирование указана колебательная мощность Р_1max на входе фидера, соединяющего передатчик с антенной.

Для оценки мощности Р₁, которую должен отдавать транзистор, следует задаться величиной КПД цепи связи:

_цс = Р_фидера / Р₁

В зависимости от схемы цепи связи, мощности и рабочей частоты передатчика величина КПД цепи связи может находиться в пределах от 0,7 до 0,9. В данном передатчике, работая в КВ диапазоне, где потери ВЧ энергии незначительны, можно принять _цс = 0,9. Исходя из вышеуказанных рассуждений, можно определить минимальную полезную мощность Р₁ с учетом цепи связи, которую должен развивать транзистор.

Р₁ = Р_фидера / _цс = 10 / 0,9 = 11,2 Вт

Выбор транзистора для оконечного каскада передатчика необходимо сделать с учетом развиваемой пиковой мощности (с учетом КПД оконечного каскада), и рабочей частоты — не менее 30 МГц.

Выбор транзистора остановим на 2Т925В; его параметры приведены ниже:

— Электрические параметры приведены в таблице 1:

Таблица 1.

— Конструктивно-габаритные параметры приведены на рис. 3.

Рис. 3. Конструктивно-габаритные параметры транзистора 2Т925 В.

2.2 Расчет входной цепи транзистора

Предполагается, что между базой и эмиттером транзистора по радиочастоте включен резистор, предназначенный для устранения «искажений» в импульсах коллекторного тока.

В реальной схеме усилителя мощности можно не ставить, однако при проведении последующих расчетов необходимо учитывать.

Коэффициент, учитывающий уменьшение усиления по току:

Амплитуда тока базы:

Постоянные составляющие базового и эмиттерного токов:

Напряжение смещения на эмиттерном переходе:

Требуемая входная мощность от предварительного усилителя:

2.3 Расчет коллекторной цепи оконечного каскада

Амплитуда первой гармоники напряжения на коллекторе в критическом режиме:

Амплитуда первой гармоники коллекторного тока:

Постоянная составляющая коллекторного тока:

Максимальная мощность, потребляемая от источника питания:

КПД коллекторной цепи при номинальной нагрузке:

Мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора:

Добавочное сопротивление эмиттерной нагрузки:

Коэффициент усиления по мощности:

В результате выполнения расчёта входной (базовой) и коллекторной цепи транзистора видно, что в выбранном режиме транзистор обеспечивает требуемую мощность 11,2 Вт на выходе каскада. Коэффициент усиления по мощности К_р = 14, при этом имеет достаточно высокий КПД 72%. Индуктивности выводов и емкости кристалла транзистора имеют малую величину, поэтому на данных частотах они влияния не оказывают. Выходное сопротивление усилителя по высокой частоте R_ek = 8,5 Ом.

Выбор принципиальной схемы (рис. 4), схемы питания и расчет блокировочных элементов.

Рис. 4. — Параллельная схема питания.

Блокировочные элементы рассчитываются исходя из следующих соотношений:

Разделительная емкость C_бл ставится для передачи ВЧ сигнала, т.к. обладает малым сопротивлением как элемент согласования.

Также ёмкость C_бл ставится для устранения взаимного влияния каскадов передатчика друг на друга через источник питания.

X_Cбл << X_LблX_Cбл = X_Lбл / (100 — 200),

Чтобы получить = 90, необходимо обеспечить R_авт > R_Д. Для этого используем схему, приведенную на рис.. Здесь при R₁ >> R₂ сопротивление R_авт = R_Д + R₂

Примем R₂ = 91 Ом.

Примем R₁ = 490 Ом.

Дроссель позволяет подать на транзистор напряжение питания и при этом не влияет на прохождение, представляя собой высокое сопротивление для ВЧ — сигнала. Рассчитаем блокировочную индуктивность:

3. РАСЧЕТЫ И ВЫБОР ВХОДЯЩИХ КАСКАДОВ

3.1 Расчет кварцевого автогенератора

Автогенераторы в радиопередатчиках являются первичными источниками колебаний, частота и амплитуда которых являются основными параметрами схемы, и должны в минимальной степени зависеть от внешних условий. В состав автогенератора обязательно входит активный элемент (транзистор) и колебательная система, определяющая частоту колебаний. Во многих случаях к передатчикам предъявляются требования к стабильности частоты колебаний, которая зависит не только от элементов схемы, но и от внешних условий. С этой целью автогенератор стараются защитить от внешних воздействий: температуры, вибраций, влажности, электромагнитных и радиоактивных излучений, нестабильности источников питания и т. д., которые могут оказать влияние на стабильность частоты.

Построим автогенератор проектируемого передатчика по схеме емкостной трехточкой. Эквивалентная схема данного автогенератора приведена на рис. 5.

Методика расчёта автогенератора упрощается, если инерционными явлениями в транзисторе пренебречь. Это можно сделать в том случае, когда граничная частота транзистора по крутизне выше рабочей частоты автогенератора. Выберем транзистор автогенератора 2Т368А.

Исходные данные для расчета:

Частота автогенератора — 20 МГц, Напряжение питания — 5 В, Мощность в нагрузке, не менее 0,3 Вт.

Необходимые параметры транзистора 2Т368А:

Сопротивление насыщения транзистора — r_нас = 0,3 Ом Частота единичного усиления — f_т = 900 МГц Статический коэффициент передачи по току — в₀ = 50

Допустимое напряжение на коллекторном переходе — U_кэ доп = 15 В Допустимое обратное напряжение на эмиттерном переходе — U_бэ доп = 4 В Допустимый постоянный ток коллектора — I_{кэ max} = 0,6 А

Расчёт:

Задаёмся фактором регенерации. Выберем G = 2.

Выберем угол отсечки и=р/2 при работе генератора, и определим коэффициенты разложения косинусоидального импульса ,.

б₀ = 0,319; б₁ = 0,5; г₀ = 0,319; г₁ = 0,5; g₁ = 1,57;

Амплитуда переменного напряжения на коллекторе:

Остаточное напряжение на коллекторе:

Определяем суммарную величину импульса коллекторного тока:

Постоянная составляющая коллекторного тока:

Первая гармоника коллекторного тока:

Напряжение на коллекторной нагрузке (контуре):

U_k1 = I_k1 R_oeкр = 40,45 0,122 = 4,9 В Сопротивление нагрузки в коллекторной цепи автогенератора:

Определим мощность, подводимую к автогенератору от источника питания:

Полезная колебательная мощность автогенератора:

P₁ = U_k1 I_k1 = 4,92 0,122 = 0,59 Вт Рассеиваемая на коллекторе мощность:

= 0,59 — 0,38 = 0,21 Вт Определим КПД автогенератора:

з = P₁ / P₁ + P₀ = 0,59 / 0,59 + 0,38 = 0,62

10. Применим осцилляторную схему емкостной трехточки (рис. .), в соответствии с эквивалентной схемой. Данный автогенератор работает на первой гармонике кварца, поэтому контур должен быть настроен на соответствующую частоту, исходя из которой, можно определить элементы схемы.

10.1. Определим значение результирующей ёмкости контура С₀ исходя из величин емкостей С2 и С1. Примем номиналы С1 = 30 пФ, С2 = 120 пФ.

С₀ = С1 С2 / С1 + С2 = 24 пФ

10.2. Определим значение коэффициента обратной связи:

К_ОС = С1 / С2 = 30 / 120 = 0,4

10.3. Определим значение индуктивности контура L3:

L3 = 1 / 4 р ² f₀ ² C₀ = 2,4 мкГн

10.4. Выберем емкость С3 < С2, С1, равную 10 пФ.

11. Определим номиналы резисторов:

R1 = Е_к — Е_б / I_б0 = 5 — 0,7 / 1,56 = 2,756 кОм (2,7 кОм) где I_б0 = I_к0 / в₀ = 0,078 / 50 = 1,56 мА

R2 = 10 R1 = 27 кОм

R_бл = E_п / I_{k max} = 5 / 0,24 = 21 Ом

12. Проверим условие самовозбуждения — К_ос S R_{oe кр} > 1, для чего проведем вспомогательные расчеты:

12.1. Ток эмиттерного перехода:

I_э = I_к0 (1 + в₀) / в₀ = 0,079 А

12.2. Сопротивление эмиттерного перехода:

R_э = 1 / 40 I_э = 0,315 Ом

12.3. Крутизна базового тока:

S = в₀ / R_б + R_э в₀ = 3,17 А / В К_ос S R_{oe кр} = 0,4 3,17 40,4 = 48

3.2 Выбор типа балансного модулятора

Выбор типа балансного смесителя определяет качество работы изделия. В настоящее время существуют балансные смесители в интегральном исполнении, что позволяет значительно упростить его расчеты, процесс настройки и конструкцию. Для нашего изделия подходит микросхема К174ПС4. Типовое включение микросхемы в качестве балансного смесителя, согласно документации, показано на рис. 7. Микросхема представляет собой балансный смеситель с внешней избирательной системой. Предназначен для использования в качестве смесителя частоты в диапазоне частот до 1000 МГц. Обладает хорошей развязкой между входной цепью гетеродина и выходом (просачивание напряжения гетеродина на вход приемника составляет 40…50 дБ). Содержит 17 интегральных элементов, масса не более 1,5 г.

Рис. 7. — Вариант включения микросхемы К174ПС4.

Основные электрические параметры микросхемы К174ПС4:

Номинальное напряжение питания 5,4…6,6 В + 10%

Ток потребления при U_n = 6 В 10 мА

Коэффициент шума:

На частоте 100 МГц < 12 дБ

Крутизна преобразования:

На частоте 2,8 МГц 6 мА / В

На частоте 1000 МГц 5 мА / В

Максимальное напряжение сигнала на выводах 7,8,11,13 500 мВ

Максимальная частота входного сигнала 1000 МГц

Максимальная частота опорного сигнала 1000 МГц

Максимальное сопротивление нагрузки .> 50 Ом

Температура окружающей среды.- 45…+ 70 С

Напряжение гетеродина (автогенератора) подаётся на вывод 8, напряжение сигнала на вывод 11 при замкнутых выводах 1 и 14. Допустимый коэффициент нелинейности, при U_C = 20 мВ. Номиналы емкостей типовой схемы включения: С1, С3 = 0.1 мкФ, С2 = 100 пФ. Расчёт элементов контура производится в соответствии с частотой гетеродина (L1,C4):

Задаём значение ёмкости C4 = 470 пФ и определяем величину индуктивности L

а) для БС с f = 500 кГц:

Lк = 1 / 4? ²? f ²? Cк = 1 / 4? ²? (500? 10 ³) ²? 470? 10 ^-12 = 1,06 мкГн.

б) для БС с f = 20 МГц:

Lк = 1 / 4? ²? f ²? Cк = 1 / 4? ²? (20,5? 10 ⁶) ²? 470? 10 ^-12 = 0,14 мкГн.

В качестве широкополосных усилителей, в данном случае, можно также использовать интегральные микросхемы. Для нашего изделия подходит микросхема К175УВ1А. Микросхема представляет собой широкополосный усилитель высокой частоты с регулируемым коэффициентом усиления. Данный усилитель предназначен для применения в качестве антенных усилителей, усилителей промежуточной частоты телевизионных и радиотрансляционных приемников, буферных каскадов, предварительных усилителей и усилителей-ограничителей. Содержит 12 интегральных элементов, масса не более 1 г. Типовое включение микросхемы в качестве балансного смесителя, согласно документации, показано на рис. 8.

Рис. 8. — Вариант включения микросхемы К175УВ1А.

Основные электрические параметры микросхемы:

Номинальное напряжение питания.6 В ± 10%

Ток потребления при Un = 6 В.< 15 мА Коэффициент усиления напряжения при

Un = 6 В, f вx = 10 МГц, не менее 10

Верхняя граничная частота при Un = 6 В:

К175УВ1А, не менее 45 МГц К175УВ1Б, не менее 60МГц Входное сопротивление при U_n = 6 В, не менее 1 кОм Коэффициент нелинейности амплитудной характеристики при Un = 6 В,

f = 40 МГц, не менее 5%

Коэффициент шума при U_n = 6 В, f вx = 20 МГц < 12 дБ Входное напряжение на выводах 4, 6, 10, 11 0,01 В Ток нагрузки (постоянный) по выводу 6, не более 6 мА Сопротивление нагрузки по выводу 6 > 1 кОм Температура окружающей среды — 60…+ 125 °С

3.3 Выбор и расчет фильтров

Первое преобразование в однополосных передатчиках выполняется на частоте 500 кГц, что обусловлено широким применением стандартизованных электромеханических фильтров (ЭМФ). При весьма малых габаритных размерах они имеют высокую избирательность, узкую, и достаточно стабильную полосу пропускания с некоторой незначительной неравномерностью в полосе пропускания.

Для работы на первой поднесущей частоте 500 кГц выберем фильтр ФЭМ4 — 0,31. Полоса пропускания этого фильтра составляет 3,1 кГц. Это соответствует стандартной полосе модулирующих частот 300…3400 Гц.

Параметры фильтра ФЭМ4 — 031:

f = 500 кГц — несущая частота;

f = 300…3400Гц — полоса пропускания (верхняя);

а = 0,3 дб — неравномерность АЧХ в полосе пропускания;

а = 60 дб — затухание вне полосы;

Rвх = Rвых = 3,3 кОм — входное и выходное сопротивление;

Cвх = Cвых = 56 пФ — входная и выходная емкости.

— Зададим среднюю величину входного напряжения сигнала Uc на выходе УНЧ микрофона — 100 мВ.

— Найдём напряжение на входе фильтра после балансного модулятора:

Определим коэффициент передачи фильтра и найдём значение напряжения на выходе фильтра:

В результате первого преобразования спектр модулирующих частот оказывается перенесенным в область 500 кГц. При дальнейшем формировании однополосного сигнала на рабочей частоте снимается проблема разделения фильтрами близко расположенных составляющих, следовательно необходимо применять вышеуказанный фильтр с высокой избирательностью.

В результате второго преобразования спектр модулирующих частот оказывается перенесенным в область 20 МГц, причем спектральные составляющие сигнала оказываются разнесены на 500 кГц относительно поднесущей. В этом случае высокой избирательности не требуется, следовательно можно применить избирательную систему на основе колебательных контуров, обеспечивающие достаточную избирательность в рабочей полосе, осуществляя подавление нерабочих составляющих спектра за пределами частот рабочего диапазона. В связи с узким рабочим диапазоном достаточно избирательной системы на основе трёх колебательных контуров (рис. 9.)

Рис. 9 .Избирательная система на основе трёх колебательных контуров.

Определяем значение индуктивности контура:

Примем неравномерность АЧХ в полосе пропускания, а = 2 дб Определим коэффициент передачи цепи и найдём значение напряжения на выходе балансного модулятора 2:

Выберем схему фильтра нижних частот для третьего балансного модулятора таким образом, чтобы обеспечить заданную рабочую полосу частот, при этом подавить частоты в области 500 кГц, и выше 20 МГц (рис. 9). Расчет элементов фильтра и его принципиальную схему смоделируем в среде OrCad 9.2, построив АЧХ (рис. 10).

Рис. 9. Принципиальная схема фильтра нижних частот.

Рис. 10. АЧХ фильтра нижних частот.

Номинальное значение сигнала на входе фильтра зададим равным 1 В. Т.к. фильтр пассивный, то его коэффициент передачи меньше 1, что и получилось в результате моделирования АЧХ.

4. РАСЧЕТ ЛИНИИ СВЯЗИ

В соответствии с ТЗ разрабатываемый передатчик должен обеспечивать работу на нагрузку (фидер) сопротивлением W_Ф = 50 Ом. Для выполнения этого требования в состав передатчика (а именно на выходе усилителя мощности) необходимо включить согласующую цепь.

Выбор типа цепи связи зависит от коэффициента перекрытия по частоте:

K_f = f_верх / f_ниж = 16 МГц / 10 МГц = 1,6; следовательно ПРД — широкополосный.

Исходя из значения K_f применяем трансформатор на длинных линиях. Данный способ согласования не обеспечивает необходимого подавления внеполосных искажений, поэтому необходимо применить дополнительную цепь подавления — фильтр.

Расчет цепи согласования

Выбор схемы соединения и значение коэффициента трансформации обусловлен значениями согласуемых сопротивлений, при которых обычные широкополосные трансформаторы имеют низкий КПД из-за влияния индуктивности рассеяния.

Исходные данные для расчета:

— R_Н = W_Ф = 50 Ом — сопротивление нагрузки трансформатора

— R_ВЫХ = R_ЭК = 8,5 Ом — выходное сопротивление оконечного каскада

— N = R_Н / R_ВЫХ? 6 — коэффициент трансформации сопротивлений

— диапазон рабочих частот от f_Н = 10 МГц до f_В = 16 МГц

— Запас по мощности в нагрузке трансформатора (на входе фильтрующей цепи) P_Н = Р_Ф МАКС / _Ф 24 Вт

— неравномерность АЧХ на f_Н трансформатора примем равной

₁ = 0,1 (К_Б.ТР > 0,895)

Выбор типа согласующего трансформатора:

Выбираемый согласующий трансформатор должен обеспечить заданную трансформацию сопротивлений, при этом работать на заданном уровне мощности с равномерной частотной характеристикой, и обладать минимальными потерями. Схема трансформатора приведена на рисунке 11.

Рис. 11. Схема согласующего трансформатора.

1. Необходимое волновое сопротивление линии:

Z_С.ТРЕБ 20 Ом

2. Амплитудные значения напряжения и тока в нагрузке:

U_Н 33,5 В

I_Н = 0,67 А Ток в линии I_Л = I_Н = 0,67 А

3. Выбираем коаксиальную линию КВФ — 25 с волновым сопротивлением Z_С = 25 Ом.

4. Оценим общую геометрическую длину линий:

где

< (18 54) при Z_С Z_С.ТРЕБ. Примем = 30

С = 3 10 ⁸ — скорость света

= 2,1 — диэлектрическая проницаемость заполнителя коаксиала

l_Л 176 см Выбираем многовитковую конструкцию. Она удобна при использовании гибких линий достаточной длины, что позволяет наматывать их на каркас.

Высшие гармоники тока или напряжения, образованные в результате работы транзистора УМ в нелинейном режиме с = 90, должны быть ослаблены в нагрузке передатчика (фидере) до уровня, определенного в задании на курсовую работу — 45 дБ. С этой целью на выходе передатчика включается фильтр ПВИ, для обеспечения заданной фильтрации гармоник, в первую очередь наиболее интенсивных — второй и третьей. Фильтрующая цепь должна обеспечить минимальное ослабление сигнала в рабочем диапазоне частот передатчика при заданном уровне колебательной мощности (высокий КПД).

Исходные данные для расчета:

— Коэффициент перекрытия передатчика по частоте К_f = 1,6

— R_Н = W_Ф = 50 Ом — сопротивление нагрузки

— К_Б.Н. 0,8 — допустимое значение КБВ нагрузки

— К_Б.ВХ. 0,7 — допустимое значение КБВ на входе фильтрующей цепи

— _ДОП = - 45 дБ — необходимый уровень ПВИ

— _СЦ 0 — дополнительное затухание, вносимое согласующей цепью

— _ГN — относительный уровень высших гармоник напряжения (или тока) на выходе УМ. Величина _ГN определяется схемой и режимом работы УМ. Для рассматриваемого случая (однотактный УМ в недонапряженном или критическом режиме):

Для наиболее значимой второй гармоники при = 90 ₂() = 0,212.

Тогда _Г2 — 7,5 дБ.

Расчет основных параметров фильтра:

1. Так как К_fП 1,9 (допустимая норма) устанавливаем один фильтр.

2. Граничные частоты среза фильтра возьмём равными + 1 МГц к соответствующим частотам f_Н = 10 МГц и f_В = 16 МГц передатчика.

3. Неравномерность АЧХ в полосе пропускания фильтрующей цепи:

= 0,004

= 0,02 дБ

4. Минимальное затухание, которое должен обеспечить фильтр в полосе задерживания:

_ФN — _ДОП + _ГN + _СЦФ2 42,5 дБ

5. Нормированная частота в полосе задерживания (для ФНЧ):

_ЗN = N / К_fПЗ2 = 1,09

6. При выборе схемы фильтра необходимо обеспечить малое входное сопротивление на частотах высших гармоник. В частности, для однотактного УМ ФНЧ должен начинаться с параллельной емкости С1. Для рассматриемого случая _Ф2 (20 30) дБ и _З2 (1,5 1,8), поэтому рекомендуется применять фильтры Кауэра, имеющие равномерную АЧХ в полосе пропускания, и АЧХ со «всплесками» затухания в полосе задерживания. Используя диаграмму для оценки порядка фильтров Кауэра на рис. 2 и данные таблицы 9, выбираем фильтр 9-го порядка С09 — 05 — 67 с = 0,0109 дБ, _З = 1,86 360 377, _Ф = 46,4 дБ, = 5%.

7. Принципиальная схема фильтра приведена на рис. 12.

Рис. 12. Схема фильтра Кауэра 9-го порядка.

Нормированные значения элементов:

c1 = 0,69 3482L2 = 1,23 5453c2 = 0,163 150

c3 = 1,17 2824L4 = 0,74 8031c4 = 1,8 319

c5 = 0,79 3057L6 = 0,57 5410c6 = 1,456 578

c7 = 0,90 8201L8 = 0,76 5453c8 = 0,707 124

c9 = 0,351 309

Производим денормирование:

;;R_B = R_Н = 50 Ом

L_B = 1,85 147 мкГнС_В = 192,915 пФ С1 = С_В с1 = 133,783 пФС2 = С_В с2 = 31,474 пФ С3 = С_В с3 = 226,255 пФС4 = С_В с4 = 194,52 пФ С5 = С_В с5 = 152,993 пФС6 = С_В с6 = 280,996 пФ С7 = С_В с7 = 175,206 пФС8 = С_В с8 = 136,415 пФ С9 = С_В с9 = 67,773 пФ

L2 = L_B l2 = 1,341 мкГн

L4 = L_B l4 = 0,812 мкГн

L6 = L_B l6 = 0,624 мкГн

L8 = L_B l8 = 0,831 мкГн КПД фильтра:

_Ф = 1- ²_Ф = 0,9975

Произведем конструктивный расчет катушек L2, L4, L6, L8. Приближенно можно считать, что действующие на LC — элементах напряжения и токи в 35 раз больше номинальных значений напряжения и тока в нагрузке R_Н.

Действующее значение тока в нагрузке:

I_НД 0,67 А Действующее значение напряжения на нагрузке:

U_НД 33,5 В

1. Уточним расчетные значения индуктивностей с учетом размагничивающего влияния близко расположенных проводников, деталей конструкции, каркаса и стенок блока:

L2_РАСЧ = 1,1 L2L2_РАСЧ = 1,475 мкГн

L4_РАСЧ = 1,1 L4L4_РАСЧ = 0,893 мкГн

L6_РАСЧ = 1,1 L6L6_РАСЧ = 0,686 мкГн

L8_РАСЧ = 1,1 L8L8_РАСЧ = 0,914 мкГн

2. Выберем диаметр провода катушки исходя из соображений ее допустимого перегрева. Для цилиндрической однослойной катушки с естественным (конвекционным) охлаждением:

где Т ² = 40 К — разность температур провода и окружающей среды.

Примем d = 0,5 мм.

3. Шаг намотки:

g = (1,31,5)dg = 0,75 мм

4. Число витков спирали катушки:

где

D — диаметр намотки катушки, см

F — коэффициент формы катушки, зависящий от отношения длины намотки катушки l к ее диаметру D. Катушки на данных частотах обычно берут диаметром D = 0,5 0,8 см. Примем D = 0,6. Тогда F = 12 10 ^-3 (из графика).

Таким образом, с учетом приведенных выше условий имеем:

Для L2: D = 0,6 см, l = 3,0 см, N = 7,879 витков.

Для L4: D = 0,6 см, l = 2,3 см, N = 6,696 витков.

Для L6: D = 0,6 см, l = 2,3 см, N = 6,134 витков.

Для L8: D = 0,6 см, l = 2,3 см, N = 6,734 витков.

Рис. 13. Вид катушки индуктивности с сердечником.

5. Длина провода катушки:

L _ПР D Nl _ПРМАКС 50 см Условие l _ПРМАКС 50 см < 0,3 _МИН 300 см выполняется, значит катушки фильтра можно считать элементами с сосредоточенными параметрами.

Как известно, вид АЧХ фильтра находится в тонкой зависимости от величин элементов. Полученные в ходе расчетов значения емкостей конденсаторов фильтра не соответствуют дискретным значениям стандартных рядов, что затрудняет их выбор. Здесь возможно применение конденсаторов типа К10−17А со стандартными значениями номиналов, соответствующими ряду Е24, а именно:

C1 = 130 пФC2 = 30 пФC3 = 220 пФ

C4 = 200 пФC5 = 150 пФC6 = 270 пФ

C7 = 180 пФC8 = 130 пФC9 = 68 пФ Значения индуктивностей оставим без изменений, равными расчетным, т.к. в процессе настройки их можно, при необходимости, изменить.

5. СИНТЕЗАТОР ЧАСТОТЫ

Синтезатор частоты (СЧ) — устройство, преобразующее колебания опорного источника U₀ (t), частота которого принимается за эталонную, в определенную частоту из заданного диапазона с заданным шагом, при этом имея достаточно высокую относительную нестабильность. Выходной сигнал такого устройства — колебание ГУН, частота которого синхронизирована по опорному источнику при помощи цепи обратной связи.

Выходная частота СЧ с ФАПЧ ограничена частотным диапазоном применяемого ГУНа. СЧ с ФАПЧ могут быть выполнены с целочисленным или дробно-переменным коэффициентом деления частоты.

В предложенной схеме СЧ с целочисленным коэффициентом деления ГУН охвачен кольцом автоматической подстройки частоты, содержащим фазовый детектор (ФД), опорный делитель частоты: m, задающий шаг сетки, делитель частоты с переменным коэффициентом деления (ДПКД) с фильтром нижних частот (ФНЧ), необходимого для устойчивой роботы схемы.

ДПКД работает на частоте f_гун, как управляемый счетчик с произвольным коэффициентом деления, который определяется пропорционально выбранным значением рабочей частоты.

Рассчитаем диапазон изменения коэффициента деления ДПКД:

— на выходе СЧ (передатчика), частота сигнала меняется в соответствии с техническим заданием от 10 до 16 МГц с шагом f_c = 1 кГц;

— частота сигнала с выхода ГУН не умножается;

— на выходе ГУН частота сигнала меняется от 30,5 до 36,5 МГц с шагом f_c = 1 кГц;

— минимальный коэффициент деления ДПКД равен:

N _min = 30,5? 10 ⁶ / 1? 10 ³ = 30 500;

— шаг изменения коэффициента деления ДПКД равен:

?N _min = 30,501? 10 ⁶ / 1? 10 ³ = 30 501;

— максимальный коэффициент деления ДПКД равен:

N _max = 36,5? 10 ⁶ / 1? 10 ³ = 36 500.

Коэффициент пропорциональности частот опорного генератора и ГУНа представляет собой отношение целых чисел:

f_гун / N _дпкд = f _кв / m

Именно на этом принципе строится построен проектируемый СЧ, кроме того, данный СЧ можно использовать как формирователь фиксированных вспомогательных частот f₀ и f₁, используя один автогенератор.

Использование современных интегральных микросхем значительно упрощает разработку высококачественных перестраиваемых синтезаторов частоты. Как правило, из внешних элементов необходимы только опорный кварцевый генератор, генератор управляемый напряжением (ГУН), фильтр петли ФАПЧ и элементы разделения цепей постоянного и переменного токов. Управление ДПКД можно осуществлять с помощью специализированного микроконтроллера (микропроцессора), который устанавливает необходимый коэффициент деления ДПКД в зависимости от установленной пользователем несущей частоты. Отображение частоты удобно реализовать на ЖК-индикаторе, управление которым можно также реализовать на этом контроллере. В качестве такого контроллера можно использовать современную технологию ПЛИС. Применяя современные вышеуказанные элементы можно добиться высокой точности, низкого энергопотребления, и малых габаритов и высокой надежности проектируемого изделия.

6. РАСЧЁТ СИСТЕМЫ ОХЛАЖДЕНИЯ ТРАНЗИСТОРА 2Т925В

Исходным параметром для расчета радиатора транзистора оконечного каскада является полезная мощность Р_К.МАКС 12 Вт, и мощность, рассеиваемая на его коллекторе Р_{К. РАСС} 4,5 Вт. Максимальная температура корпуса транзистора типа 2Т925 В составляет 125 С, примем температуры корпуса транзистора и его радиатора примерно одинаковыми, с некоторым запасом, равными не более 80 С. Температурой окружающей среды для радиатора будет являться внутренняя температура корпуса передатчика t _СР. Примем t _СР = 40 С.

Определим тепловое сопротивление радиатора:

t _РАД = 80 С R _РАД = 3,48 С/Вт

Определим минимально необходимую площадь радиатора с учетом вышеприведённых расчетов:

S 2 Y (t _РАД — t _СР) Р_К.РАСС = 2 0,5 (80 — 40) 4,5 = 180 см ²

где 2 — коэффициент запаса (1,1…3),

Y — степень черноты поверхности радиатора (0,2…0,95).

Определим габаритные размеры данного радиатора:

В случае применения радиаторов можно значительно уменьшить занимаемый объём и вес, сохранив тепловые свойства, применив ребристую структуру (рис. 5).

Рис. 15. Радиатор.

Применив вышеуказанный радиатор с приведенными размерами (S 300 см ²), можно обеспечить оптимальный заданный тепловой режим транзистора.

7. ТЕХНИЧЕСКИЕ ТРЕБОВАНИЯ К ИСТОЧНИКУ ПИТАНИЯ

Согласно ТЗ радиопередатчик питается от сети с напряжением 220 В и частотой 50 Гц, следовательно данное изделие можно отнести к стационарным. В настоящее время предъявляются высокие требования к питанию РПУ. Большое влияние на стабильность частоты оказывает изменение питающего напряжения сети. При анализе полупроводниковых приборов следует учитывать особенность транзисторов, заметную зависимость параметров транзисторов от питающих напряжений, изменение параметров которых обусловлено непостоянством питающих напряжений, что приводит к изменению электрического режима генератора, что в свою очередь вызывает дополнительное изменение параметров транзистора. Как правило, для частотозадающих цепей применяют стабилизированные источники питания (иногда многоуровневые), для меньшего влияния нестабильности источников питания на элементы схемы. При отсутствии стабилизации источника питания относительное отклонение частоты бывает не выше (0,5 — 1)? 10 ^-2 % при изменении напряжения питания на + 10%, даже с применением кварцевых стабилизаторов. В настоящем ТЗ не оговорены габаритно-массовые характеристики изделия, следовательно, можно применить трансформаторный источник питания с двухуровневой стабилизацией питания задающего генератора.

Применение трансформаторного источника питания позволит:

— снизить уровень сетевых помех;

— обеспечить гальваническую развязку питания изделия относительно сети;

— обеспечить простоту схемы и монтаж;

— обеспечить высокую надежность.

Схема электрическая принципиальная источника питания приведена в приложении 2.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

В результате работы над курсовым проектом было разработано радиопередающее устройство с однополосной модуляцией, параметры которого полностью соответствуют требованиям ТЗ.

В процессе проектирования был произведен анализ технического задания, результатом которого стал выбор схемы электрической функциональной (структура), на основании которой была разработана схема электрическая принципиальная. Произведены электрические и конструктивные расчёты оконечного каскада и цепи связи с фидером, проведён расчёт фильтров гармоник, сформированы исходные данные на разработку конструкции печатной платы, а также разработано конструктивное размещение выходного каскада (транзистора усилителя мощности) на основе технического задания и расчетов, проведенных в процессе курсового проектирования.

Таким образом, все поставленные задачи, указанные в задании на проектирование, выполнены в полном объёме.

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. Радиопередающие устройства / Методические указания по курсовому проектированию. Под ред. Б. В. Гусева.- Свердловск.: УПИ, 1987

2. Транзисторы для аппаратуры широкого применения: Справочник / К. М. Брежнева, Е. И. Гатман, Т. И. Давыдова и др. Под ред. Б. Л. Перельмана.- М.: Радио и связь, 1981

3. Радиопередающие устройства / Учебник для вузов / Под общ. ред. М. В. Благовещенского.- М.:Радио и связь, 1982

4. Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах. Проектирование и расчет. Под ред. Р. А. Валитова и И. А. Попова.- М.: Сов. радио, 1973

5. Генерирование и формирование радиосигналов. Методические указания к курсовому проектированию по дисциплине «Устройства формирования радиосигналов"/Л.И. Булатов, Б. В. Гусев. Екатеринбург: Изд-во УГТУ, 2003, 30с.

6. Шумилин М. С., Власов В. А., Козырев А. А. Проектирование транзисторных каскадов передатчиков. М: Радио и связь, 1987, 320с.