Расчёт и конструирование радиопередатчика

Министерство образования и науки Российской Федерации Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования ТОМСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ СИСТЕМ УПРАВЛЕНИЯ И РАДИОЭЛЕКТРОНИКИ (ТУСУР) Кафедра телевидения и управления (ТУ) Пояснительная записка к курсовому проекту по дисциплине

«Устройства формирования сигналов» (УФС) РАСЧЁТ И КОНСТРУИРОВАНИЕ РАДИОПЕРЕДАТЧИКА Студент группы 141−2

Слонов С.А.

Руководитель проекта Доцент кафедры ТУ, к.т.н.

Бордус А.Д.

Реферат

Курсовой проект, 75 с., 22 рис., 10 источников, 3 приложения.

КОРОТКОВОЛНОВЫЙ РАДИОПЕРЕДАТЧИК, ТРАНЗИСТОРЫ, БАЗОВАЯ МОДУЛЯЦИЯ, ПОЛОСА ЧАСТОТ, СИСТЕМА СТАБИЛИЗАЦИИ, УМНОЖИТЕЛЬ ЧАСТОТЫ, МОДУЛЯТОР, УСИЛИТЕЛЬ МОДУЛИРОВАННЫХ КОЛЕБАНИЙ, АВТОГЕНЕРАТОР, АНТЕННА, СТРУКТУРНАЯ СХЕМА, ПРИНЦИПИАЛЬНАЯ СХЕМА, ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ, ЦЕПЬ СОГЛАСОВАНИЯ, ВЫХОДНОЙ КАСКАД.

Объектом данного курсового проекта является механизм проектирования и расчёта параметров радиопередающего устройства, заданного в техническом задании (ТЗ) рядом требуемых параметров и эксплуатационных характеристик.

Цель работы — приобретение практических навыков аналитического расчёта радиопередатчика по целому ряду заданных параметров и, в конечном результате, разработка радиопередающего устройства, удовлетворяющего техническому заданию (ТЗ) и современным требованиям, предъявляемым к подобного рода устройствам. Помимо всего прочего, скрупулёзный подход к каждому из этапов проектирования неизбежно поспособствует надёжному закреплению знаний, полученных при изучении дисциплины «Устройства формирования сигналов» (УФС).

В процессе работы над данным курсовым проектом, в качестве промежуточных этапов проектирования, с учётом многообразия представленной элементной базы, подробно рассматривались принципы выбора необходимого числа каскадов, составления структурной схемы, а также решался ряд побочных задач, связанных непосредственно с составлением готовой принципиальной схемы, наилучшим образом удовлетворяющей поставленным требованиям технического задания (ТЗ) и её расчётом на основании выбранных параметров и режимов работы элементов. Именно поэтому при разработке описываемого передатчика главное внимание было уделено максимальному упрощению его конструкции, причём очевидно, что проводилось данное упрощение без ухудшения основных качественных показателей.

Разработанный радиопередатчик представляет собой самостоятельное радиопередающее устройство, работа которого полностью удовлетворяет поставленным в ходе курсового проекта практическим задачам и требованиям.

Полученное устройство может эффективно использоваться для передачи сигналов во множестве коммуникационных отраслей: при радиовещании, радиолокации, радиопеленгации, а также в частных случаях радиовещания (звуковом и телевизионном). Поскольку согласно техническому заданию (ТЗ) проектируемый радиопередатчик является коротковолновым (рабочая частота 27 МГц, следовательно, рабочая волна около 11 метров что как раз и соответствует коротковолновому диапазону), наибольшую эффективность при практическом применении будет представлять именно радиовещание, а также профессиональная и любительская радиосвязь. Известно, что короткие волны (КВ) непроницаемы для ионосферы, что делает невозможным работу передатчика для связи между космическими аппаратами и наземными станциями. Однако, при отражении коротких волн от ионосферы, потери энергии будут незначительными, а учитывая многократность отражений от ионосферы и поверхности Земли, передача возможна на очень большие расстояния, даже между точками, разделёнными неоднородностью земной поверхности. Все вышеизложенные утверждения являются несомненными достоинствами радиопередачи в диапазоне коротких волн. Также стоит упомянуть и о недостатках, которые неизбежно необходимо учитывать уже на этапе проектировании передатчика. Условия и сама возможность передачи коротких волн непосредственно зависят от времени, суток и погодного режима, так как именно этим определяется высота и степень ионизации различных слоев ионосферы (а значит и степень отражения волн от её поверхности, что вызывает дополнительное появление потерь). Чтобы обеспечить регулярную связь, приходится в разное время года и суток пользоваться волнами разной длины (к примеру, из-за периодичности солнечной активности днём лучше распространяются волны меньшей длины, а ночью — большей). Также, на коротких волнах наблюдается эффект замирания (изменение уровня принимаемого сигнала, проявляющегося как кратковременное снижение амплитуды несущей частоты или вовсе её пропадание). Замирание возникает из-за того, что радиоволны от передатчика идут к приёмнику разными путями, в разной фазе и, интерферируя на антенне приёмника, могут ослаблять друг друга. Впрочем, подобного рода эффекты необходимо учитывать при конструировании приёмников, а не передатчиков.

Представленный алгоритм расчёта различных параметров и элементов радиопередающего устройства с базовой модуляцией может быть легко модифицирован и эффективно использован в дальнейшем студентами высших учебных заведений, преподавателями и лаборантами при проведении расчётных работ параметров и характеристик радиопередающих устройств (например, при других характерах модуляции или частотных диапазонах).

В целом же, весь спектр действия готового продукта изложить не представляется возможным в силу общей применимости радиопередатчиков ко множеству сфер человеческих коммуникаций. Универсальность продукта особенно подчёркивается безграничным многообразием информации, содержащейся в сигналах, передача которых возможна в радиоэфире.

Развитие объекта исследования на данном этапе не представляется возможным в силу его предельной универсальности в решении поставленных задач, а также с учётом быстрого и непрерывного совершенствования полупроводниковых устройств и технологий, лежащих в основе не только радиопередающих устройств, но и во всей современной технике.

Основная часть представленных расчётов проведена в среде PTC Mathcad Prime 3.0. Окончательный вариант схемы представлен при помощи программы Microsoft Visio 2013. Пояснительная записка выполнена в текстовом процессоре Microsoft Office Word 2013.

1. Введение

2. Расчёт и обоснование структурной схемы передатчика

2.1 Обоснование структуры радиопередатчика

2.2 Предварительные расчёты

3. Расчёт оконечного каскада

3.1 Принцип работы усилителя модулированных колебаний (УМК) и предварительные расчёты

3.2 Выбор транзистора

3.3 Принципы расчёта каскада на максимальную мощность

3.4 Вопросы теории электрического расчёта цепи базы

3.5 Энергетический расчёт каскада на максимальную мощность

3.6 Электрический расчёт нагрузочной системы выходного каскада

3.7 Компенсация паразитной выходной ёмкости

3.8 Конструктивный расчет элементов нагрузочной системы

3.9 Уточнение принципиальной схемы каскада

4. Расчёт модулируемого каскада

4.1 Теория базовой модуляции и предварительные расчёты

4.2 Выбор транзистора

4.3 Энергетический расчёт каскада на максимальную мощность

4.4 Электрический расчёт нагрузочной системы модулируемого каскада

4.5 Компенсация паразитной выходной ёмкости транзистора и входной ёмкости оконечного каскада

4.6 Расчёт СМХ модулируемого каскада

4.7 Расчёт СМХ всего передатчика

4.8 Расчёт параметров входной цепи модулируемого каскада и определение свойств СМХ

4.9 Уточнение принципиальной схемы каскада

5. Расчёт умножителя частоты

5.1 Теоретические сведения и предварительные расчёты

5.2 Выбор транзистора

5.3 Энергетический расчёт каскада умножителя

5.4 Электрический расчёт нагрузочной системы умножителя

5.5 Уточнение принципиальной схемы каскада

6. Расчёт LC-автогенератора с параметрической стабилизацией частоты

7.

Заключение

Список использованных источников Приложение, А Электрическая принципиальная схема радиопередатчика Приложение Б Перечень элементов Приложение В Структурная схема радиопередатчика

1. Введение

Основной целью данного курсового проекта является проектирование коротковолнового радиоприёмника, который может использоваться для формирования и передачи сигналов диапазона коротких волн (КВ) при различных коммуникациях. Одним из основных требований в данном случае является обеспечение необходимых параметров передаваемого сигнала в заданной полосе частот.

Существует немало видов передатчиков. Главным образом, всё их различие сводится к топологии схемы, зависящей от заданных требований, которые в свою очередь связаны с выполняемыми передатчиком задачами В зависимости от предъявляемых условий радиопередатчики могут быть классифицированы по двум признакам: диапазону волн и назначению.

В соответствии с рабочим диапазоном передатчики делятся на длинноволновые (л=3000 м), средневолновые (л=200−300 м), промежуточных волн (л=50−200 м), коротковолновые (л=10−50 м) и ультракоротковолновые (л?10 м). А по назначению все передатчики могут быть разбиты на группы: радиовещательные, связные, радиолокационные, навигационные, телевизионные и многие другие.

Проектируемый передатчик является коротковолновым радиовещательным радиопередатчиком.

При таком трудоёмком и многоэтапном процессе, коим и является проектирование радиопередающих устройств, решается ряд задач, связанных с составлением схемы, наилучшим образом удовлетворяющей поставленным требованиям, и с расчетом этой схемы на основании выбранных параметров.

Техника радиопередающих устройств развивается непрерывно и интенсивно. Это обусловлено определяющей ролью передатчиков в качестве работы, надежности, энергопотреблении и стоимости в различных радиосистемах, обеспечивающих передачу и приём различного рода информации при радиосвязи, радиовещании, радионавигации и др.

Радиопередающими называют устройства, предназначенные для выполнения двух основных функций — генерации электромагнитных колебаний определённой частоты и их модуляции в соответствии с передаваемым сообщением.

Радиопередатчики обычно используются вместе с радиоприёмником и питающим устройством. Вместе весь этот комплекс называется радиостанцией. Самостоятельно радиопередатчики используются в тех областях, где не нужен приём информации в месте её передачи (сигналы точного времени, разнообразные навигационные радиомаяки для определения местоположения объектов, многопозиционная радиолокация, радиовещание).

Диапазон коротких волн (КВ) обладает большой информационной ёмкостью и поэтому его используют для передачи широкополосных сигналов, в частности, для связи. Применение транзисторов в передатчиках способствует повышению надёжности устройств по сравнению с ламповыми аналогами, однако, полупроводники обладают гораздо меньшей радиационной устойчивостью.

Требования, которым должен удовлетворять передатчик — простота схемного исполнения, дешевизна, надёжность, минимум искажений, а также высокий коэффициент полезного действия (КПД). На основании этих требований и был спроектирован радиопередатчик, описываемый ниже.

Как и требуется по техническому заданию (ТЗ), будет использован метод базовой модуляции смещением, к достоинствам которого можно отнести небольшую требуемую мощность от источника модулирующего сигнала, а к недостатком небольшую энергетическую эффективность.

2. Расчёт и обоснование структурной схемы передатчика

2.1 Обоснование структуры радиопередатчика

На первом этапе проектирования необходимо составить обобщённую структурную схему всего тракта радиочастоты передатчика. Изначально схема является лишь ориентировочной. В процессе выполнения работы (когда рассчитывается основное число каскадов передатчика), в структурную схему неизбежно приходится вносить некоторые изменения. Поскольку проектируемый передатчик предназначен для амплитудно-модулированного вещания, он содержит модулируемый каскад, в сущности являющийся обычным усилителем, однако амплитуда на выходе должна быть пропорциональна величине модулирующего сигнала.

Поскольку при данном виде модуляции от транзистора требуется едва ли не четырёхкратный запас по мощности, по сравнению с обычным усилительным каскадом, модулируемый каскад будет оконечным. А в целях оптимальной экономической эффективности число каскадов с большим запасом по мощности будет сведено к минимуму.

Согласно техническому заданию (ТЗ), разрабатываемый радиопередатчик должен содержать модулируемый каскад, в котором применена базовая амплитудная модуляция. Известно, что при базовой модуляции невозможно получить коэффициенты модуляции, больше 0,6 без существенных искажений, что в данном случае является существенным недостатком. Поэтому, для того, чтобы получить требуемый по ТЗ коэффициент модуляции, равный 0,8, необходимо использование, кроме самого каскада базовой модуляции, оконечный каскад УМК (усилителя модулированных колебаний с определённым выбором угла отсечки коллекторного тока). Подобный приём приведёт к увеличению коэффициента модуляции сигнала на выходе УМК по сравнению с входным сигналом, полученным после базовой модуляции. Таким образом, уже прорисовывается структура конструируемого передатчика: оконечный каскад — УМК, а модулируемый каскад будет предоконечным.

В качестве возбудителя колебаний будем использовать автогенератор (АГ) с параметрической стабилизацией частоты. АГ в радиопередатчиках являются первичными источниками колебаний, частота и амплитуда которых определяются только собственными параметрами схемы и должны в очень малой степени зависеть от внешних условий. В состав АГ обязательно входит активный элемент (транзистор) и колебательная система, определяющая частоту колебаний (в данном курсовом проекте, согласно заданию, LC-цепочка). В многокаскадных передатчиках основные требования предъявляются к стабильности АГ. С этой целью АГ стараются защитить от внешних воздействий: температуры, вибраций, электромагнитных излучений, нестабильности источников питания и т. д.

Частота LC-резонатора для получения относительной нестабильности (д?10−5) не должна превышать 10 МГц. Следовательно, для получения выходных колебаний с требуемой частотой передатчик должен содержать задающий LC-автогенератор с частотой, не превышающей указанного выше значения, и умножитель частоты. Использование в автогенераторе частоты, отличающейся от излучаемой, приведёт к значительному снижению паразитных обратных связей. Это связано с тем, что мощность излучения в сотни раз превосходит мощность автогенератора и на одинаковой частоте излучённые колебания, вполне вероятно, могут проникать в автогенератор. Расчёт элементной базы контура АГ наиболее просто и наглядно проводить для случая, когда он построен по ёмкостной трёхточечной схеме.

Все каскады, стоящие между автогенератором и антенной являются усилительными. К ним относятся: умножитель частоты, модулируемый каскад и усилитель модулированных колебаний. Чаще всего, активный элемент (АЭ) в усилительных каскадах включают по схеме с общим эмиттером (ОЭ), так как такое включение обеспечивает максимальный коэффициент усиления по мощности. Данный вариант включения АЭ и будет применён в ходе дальнейшего проектирования.

Между усилительными каскадами необходимо включение резонансных нагрузочных систем для селекции (выделения) нужной гармоники коллекторного тока, а также для преобразования входного сопротивления последующего каскада в сопротивление нагрузки предыдущего каскада.

По заданию предполагается самостоятельный выбор способа связи с антенной. Наиболее реально предположить, что передача энергии от передатчика к антенне будет осуществляться по радиочастотному коаксиальному кабелю, так как для используемой рабочей частоты подойдёт только такой вид линии передачи, ибо частота слишком высока, чтобы передавать колебания по обычной двухпроводной линии (вследствие больших потерь), но недостаточна для передачи энергии по волноводу (из-за невозможности реализации низкочастотного волноводного тракта, в связи с наличием критической длины волны в волноводе). Согласно ГОСТ 11 326.0−78 (Кабели радиочастотные), выберем для использования радиочастотный коаксиальный кабель РКС 15/38, имеющей волновое сопротивление в пределах допустимой погрешности (±2 Ом) равное заданному активному сопротивлению антенны (38 Ом).

Согласование (равенство активного сопротивления антенны волновому сопротивлению используемого кабеля) необходимо для более полной отдачи энергии в антенну. В противном случае, в подводящем тракте возможно появление, наряду с падающей волной, волны отражённой от входа антенны, что, в свою очередь, может привести к уменьшению суммарной амплитуды колебаний в излучателе. При этом реактивное сопротивление антенны должно отсутствовать. Поскольку волновое сопротивление выбранного типа линии передачи (38 Ом) в допустимых пределах совпадает с заданным в ТЗ активным сопротивлением антенны (36 Ом), примем сопротивление нагрузки каскада также равным 36 Ом.

Рисунок 2.1 — Структура используемой линии передачи Основные характеристики используемого типа кабеля (РКС 15/38), согласно ГОСТ 11 326.0−78, представлены в таблице 2.1.

Табл. 2.1 — Характеристики коаксиального кабеля РКС 15/38

2.2 Предварительные расчёты

Исходя из заданной частоты выходных колебаний (частоты несущей), определим длину рабочей волны радиопередатчика:

Считая, что в техническом задании задана средняя излучаемая в пространство мощность (), определим мощность на выходе в режиме молчания. Мощность в режиме молчания отличается от средней мощности (в среднем имеется непрерывная модуляция с некоторым среднестатистическим коэффициентом модуляции, который, согласно рекомендуется брать равным 0,3 — 0,4).

Тогда максимальная (пиковая) мощность, которая должна излучаться в пространство равна:

где — максимальный коэффициент модуляции (согласно ТЗ) Исходя из того, что вся полученная от оконечного каскада передатчика мощность не дойдёт до антенны, поскольку имеются затухания в нагрузочном контуре каскада и в линии передачи, требование к максимальной выходной мощности оконечного каскада следует усилить, учитывая вышеназванные потери. Поэтому, максимальная мощность, требуемая от оконечного каскада радиопередатчика с учётом затухания будет рассчитываться следующим образом:

где — коэффициент производственного запаса

— заданный к.п.д. контура К.П.Д выбранной линии передачи (фидера) исходя из заданных параметров используемого кабеля, приведённых в таблице 2.1 рассчитаем по следующей формуле:

где — коэффициент связи (с учётом того, что сопротивление связи не должно превышать 1 мОм/м,)

— коэффициент затухания при эксплуатации (дб/м при частоте 200 МГц) По рассчитанному значению к.п.д. фидера () очевидно практически полное отсутствие потерь в выбранной линии передачи, которой является радиочастотный коаксиальный кабель РКС 15/38.

Тогда максимальная мощность, требуемая от оконечного каскада радиопередатчика с учётом затухания будет равна:

На данном этапе логичным было бы распределение необходимого усиление по усилительным каскадам для определения оптимального их числа с целью обеспечения рассчитанной мощности в антенне при определённой и небольшой мощности автогенератора, однако по ряду причин сделать это технически невозможно. Одной и самой главной из таких причин является факт того, что точное число каскадов станет известным лишь после расчёта усиления каждого из них. Поэтому будем придерживаться следующей методики: после расчёта коэффициентов усиления по мощности оконечного и модулируемого каскадов, а также усилителя частоты, будет понятно нужен ли ещё один каскад усиления мощности или нет. Если же мощность возбуждения умножителя будет превышать рекомендуемую выходную мощность задающего автогенератора, необходимо будем ввести ещё один резонансный усилительный каскад между модулируемым и умножителем частоты, после чего пересчитать весь умножитель.

С учётом всего вышесказанного на данной стадии проектирования структурная схема радиопередатчика будет выглядеть следующим образом:

Рисунок 2.2 — Структурная схема радиопередатчика где АГ — автогенератор с параметрической стабилизацией частоты, топологически представляющий собой LC-резонатор в виде эквивалентной трёхточечной ёмкостной схемы

F/nF — умножитель частоты

U? — информационный сигнал

M — модулятор, обеспечивающий амплитудную базовую модуляцию

MK — модулируемый каскад

УМК — усилитель модулированных колебаний

А — передающая антенна

3. Расчёт оконечного каскада

3.1 Принцип работы усилителя модулированных колебаний (УМК) и предварительные расчёты

Оконечный каскад представляет собой транзисторный резонансный усилитель мощности высокой частоты, собранный по схеме с общим эмиттером (ОЭ). Как уже было сказано ранее, для достижения требуемого коэффициента модуляции (0.8), необходимо после базовой модуляции в предоконечном каскаде осуществить дополнительную модуляцию в оконечном каскаде, являющимся усилителем модулированных колебаний. Режим усиления модулированных колебаний можно рассматривать как один из методов модуляции, где модулирующим фактором является напряжение возбуждения. При его изменении меняется амплитуда и угол отсечки импульса коллекторного тока так же, как при изменении напряжения смещения, что делает этот вид модуляции похожим на модуляцию смещением. Транзистор выбирается с номинальной мощностью, не меньшей мощности в максимальном режиме, поскольку энергетические соотношения в режиме усиления модулированных колебаний такие же, как при модуляции смещением, поскольку активный элемент работает в недонапряжённом режиме.

Особенности усилителя модулированных колебаний по сравнению с каскадом обычного генератора с внешним возбуждением заключаются в выборе базового смещения. При угол отсечки коллекторного тока равен 90° и не меняется при изменении амплитуды возбуждения. Статические модуляционные характеристики (СМХ) при этом представляет собой прямую, проходящую через начало координат. В этом случае происходит линейное усиление модулированных колебаний, причём глубина модуляции на выходе такая же, как на входе.

При выборе отличного от смещения, угол отсечки коллекторного тока изменяется в процессе модуляции. СМХ в этом случае может быть представлена прямой, сдвинутой относительно начала координат вправо. При этом глубина модуляции на выходе получается большей, чем на входе. Это означает, что такой режим позволяет осуществить углубление модуляции, что как раз и необходимо в нашем случае. Если глубина модуляции на входе, а на выходе требуется то угол отсечки коллекторного тока для максимального режима можно вычислить по следующей формуле:

где — заданное в ТЗ максимальное значение коэффициента модуляции

— коэффициент модуляции на входе оконечного каскада (равен 0,6 поскольку при базовой модуляции невозможно получить коэффициенты модуляции, больше 0,6)

3.2 Выбор транзистора

Электрический расчёт усилителя модулированных колебаний (УМК) начнём с выбора входящего в схему активного элемента — транзистора. Очевидно, что он должен обеспечивать номинальную мощность на выходе, не меньшую мощности ранее рассчитанной мощности в максимальном режиме (Вт). Исходя из данной максимальной мощности (Вт)., а также рабочей частоты усиливаемых колебаний (27 МГц) подберём соответствующий усилительный элемент. По всем параметрам для данного каскада наиболее подходит высокочастотный биполярный NPN-транзистор KT903, параметры которого приведены в таблице 3.1.

Табл. 3.1 — Параметры АЭ УМК, представленного транзистором KT903

3.3 Принципы расчёта каскада на максимальную мощность

При использовании каскада на транзисторе, включенном по схеме с ОЭ, с обычной резистивной коллекторной нагрузкой, теоретически возможно получение максимального КПД 25%. При использовании в качестве коллекторной нагрузки дросселя — 50%; а при использовании колебательного контура теоретически возможно получение КПД до 100%. Именно поэтому при разработке данного радиопередатчика в качестве коллекторной нагрузки транзистора выбран колебательный контур, являющийся цепью согласования (трансформации входного сопротивления последующего каскада в критическое сопротивление нагрузки). Подобные процессы очень важны, так как наилучшие электрические параметры каскада оказываются именно в критическом режиме работы. При этом амплитуда выходного напряжения, тока, а, следовательно, и выходная мощность, оказываются максимально возможными, а мощность, рассеиваемая на коллекторе, наоборот, минимизируется. Таким образом, КПД каскада в критическом режиме оказывается близким к максимальному. Это значит, что разогрев транзистора и затраты энергии источника питания уменьшаются до возможно малого значения.

Критический режим работы достигается специальным выбором амплитуды переменного напряжения и импульса тока на коллекторе транзистора, исходя из имеющегося сопротивления насыщения усилительного элемента, выбранного напряжения коллекторного питания и заданной выходной мощностью. Критический режим обеспечивается, если на семействе выходных характеристик используемого транзистора точка пересечения линии критического режима и линии, соответствующей сопротивлению коллекторной нагрузки, соответствуют амплитуде выходного напряжения и импульса тока на коллекторе. Кроме того, при выбранных значениях амплитуд должна обеспечиваться и требуемая выходная мощность.

3.4 Вопросы теории электрического расчёта цепи базы

Как известно, на высоких частотах, близких к предельной частоте, транзистор обладает значительной инерционностью, которую никак нельзя не учитывать при расчётах. Конструируемый передатчик как раз и использует транзисторы на пределе их частотных возможностей. Упрощённая эквивалентная схема транзистора на высокой частоте без учёта индуктивностей выводов приведена на рис. 3.1.

Рисунок 3.1 — Упрощённая эквивалентная схема транзистора на высокой частоте без учёта индуктивностей выводов Согласно эквивалентной схеме, справедлива следующая аппроксимирующая функция проходной характеристики усилительного каскада:

Фактически, на высокой частоте форма импульсов тока коллектора не совпадает с формой импульсов тока базы. Если импульсы тока базы считать косинусоидальными, то на коллекторе форма импульсов тока «размывается», а максимум мгновенного значения тока этого «размытия» смещается вправо по оси времени (то есть запаздывает). Такие искажённые импульсы тока коллектора затрудняют анализ работы транзистора на высоких частотах. Для упрощения анализа вводится аппроксимирующая функция, исходя из которой, форма импульсов тока коллектора принимается косинусоидальной, однако импульсы имеют некоторый другой, высокочастотный угол отсечки, больший исходного низкочастотного на базе, и запаздывают по фазе.

Высокочастотный угол отсечки в градусах приблизительно определяется следующим выражением:

Низкочастотный угол отсечки — это и есть угол отсечки импульсов тока базы, то есть следует считать, что даже на высокой частоте форма импульсов тока базы остаётся гармонической с неизменным от частоты углом отсечки, хотя и появляется некоторый сдвиг фаз между входным током и входным напряжением за счёт наличия входной ёмкости. На высокой частоте, стремящейся к предельной, этот сдвиг фаз приближается к 90°, как и происходит в любом конденсаторе.

Теперь можно найти необходимую амплитуду напряжения на базе транзистора:

Угол отсечки импульсов базового тока, вызвавшего аппроксимированный импульс коллекторного тока, определяется по формуле:

Требуемое напряжение смещения на базе для обеспечения нужного угла отсечки импульсов тока базы получается из формулы для определения угла отсечки:

Следовательно:

Или же более точно:

В конечной формуле учитывается падение напряжения на внутреннем сопротивлении транзистора. Считается, что необходимо обеспечить требуемый низкочастотный угол отсечки не снаружи, на входе транзистора, на выводе базы, а внутри его (согласно рис. 3.1 в точке). Тогда угол отсечки импульсов тока на выводе базы окажется отличным (большим) от угла отсечки импульсов тока во внутренней точке. Но эта точка и вывод базы — это, фактически, одна ветвь, а ток ветви одинаков в любом её сечении. И даже более того, если учитывать падение постоянного напряжения на сопротивлении транзистора за счёт протекания постоянной составляющей тока базы, то почему бы не учесть падение переменного напряжения за счёт протекания переменной составляющей тока. В таком случае, в конечной формуле амплитуду напряжения на входе () пришлось бы взять завышенной с учётом падения части переменного напряжения на резисторе, а это бы привело к получению такого же угла отсечки на выводе базы, как и внутри транзистора.

3.5 Энергетический расчёт каскада на максимальную мощность

Поскольку оконечный каскад является усилителем модулированных колебаний, естественным будет то, что мощность на выходе будет принимать различные значения в пределах от минимального до максимального. Поэтому, для того, чтобы усилительный каскад не вышел из строя при больших мгновенных значениях выходной мощности, его расчёт следует производить именно на максимально возможную, а не на среднюю или какую-либо другую меньшую мощность. В таблице 3.2 приведены необходимые для расчёта данные.

Табл. 3.2 — Данные для энергетического расчёта УМК

В силу того, что оконечный каскад является УМК, для него следует выбрать угол отсечки коллекторного тока не 90° (как было бы при режиме линейного усиления), а посчитанное ранее значение (81°). Для данного угла отсечки подсчитаем величины коэффициентов Берга по представленным ниже формулам, с учётом того, что рассчитанный угол отсечки (81°) должен быть выражен в радианах (1,41 рад).

Произведём предварительный расчёт амплитуды переменного напряжения на коллекторе:

Тогда максимально возможное напряжение коллекторного питания:

Выберем в качестве напряжения источника коллекторного питания значение из стандартного ряда, удовлетворяющее условию: .

Поскольку стандартный ряд значений напряжений источника питания имеет в своём составе следующие величины: 3; 4; 5; 6; 6,3; 9; 12; 12,6; 15; 20; 24; 27; 30; 40; 48; 60 В, примем .

Проверку на допустимое напряжение коллекторного перехода дополнительно проводить не требуется, т.к. условие уже предотвращает превышение допустимого предела напряжения на коллекторе. Это связано с тем, что при предварительном расчёте амплитуды колебаний напряжения на коллекторе учитывается соответствующий допустимый параметр.

Для выбранного напряжения коллекторного питания оконечного каскада уточним значение амплитуды переменного напряжения на коллекторе:

Остаточное напряжение на коллекторе:

Амплитуда импульса коллекторного тока определяется выражением:

Очевидно, что величина импульса тока коллектора не превышает максимально допустимого значения.

Постоянная составляющая тока коллектора:

Величину постоянной составляющей тока эмиттера определим с учётом известного из микроэлектроники полупроводниковых приборов соотношения: ток эмиттера — это сумма тока коллектора и базы. Последний, в свою очередь, в раз меньше коллекторного тока, а значит:

Известно, что ёмкость коллектор-база транзистора, зависит от приложенного между коллектором и базой напряжения и может быть рассчитана по формуле:

Далее произведём расчет высокочастотных Y — параметров транзистора на рабочей частоте:

Активная составляющая выходного сопротивления транзистора:

Первая гармоника коллекторного тока, генерируемая транзистором, определяется выражением:

Если считать, что действующее значение тока первой гармоники меньше своего амплитудного значения на величину, то очевидно, что эта величина не превышает максимально допустимого значения постоянного тока коллектора.

Первая гармоника коллекторного тока, протекающая через выходное сопротивление транзистора:

Первая гармоника коллекторного тока, протекающая через нагрузочный контур:

Оптимальное сопротивление нагрузки идеального транзистора, обеспечивающее критический режим:

В данном случае пришлось употребить выражение «идеальный транзистор», поскольку амплитуда переменного напряжения на коллекторе и амплитуда импульса тока рассчитываются для критического режима именно идеального транзистора без учёта потерь на выходном сопротивлении. Это связано с тем, что на начальном этапе энергетического расчёта каскада УМК точное значение этого сопротивления не известно, так как Y-параметры транзистора рассчитываются после определения амплитуды переменного напряжения на коллекторе, амплитуды импульса тока коллектора, постоянной составляющей тока коллектора и, наконец, постоянной составляющей тока эмиттера, поскольку на основе последней и определяются Y-параметры. Следовательно, при расчёте не учитывается и мощность потерь, выделяющаяся на сопротивлении. Чтобы всё-таки обеспечить требуемую выходную мощность и учесть потери на выходном сопротивлении транзистора, в вводится коэффициент производственного запаса .

Поскольку выходное сопротивление транзистора оказывается включенным параллельно входному сопротивлению контура, то для нахождения требуемой входной проводимости цепи согласования из требуемой критической проводимости нагрузки следует вычесть выходную проводимость транзистора.

На основании всего вышесказанного определим входное сопротивление нагрузочного контура, необходимое для обеспечения критического режима:

Потребляемая мощность:

Мощность переменного тока, поступающая в нагрузочный контур:

Таким образом, в нагрузочный контур поступает не вся генерируемая транзистором мощность, а лишь ее часть. Причём разность составляют высокочастотные потери в транзисторе за счет наличия паразитного сопротивления. Эти потери снижают к.п.д. генератора с внешним возбуждением и ухудшают тепловой режим работы транзистора.

К.П.Д генератора (без учета потерь в нагрузочном контуре):

Мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора:

Переходим к энергетическому расчету цепей эмиттера и базы. Угол дрейфа на рабочей частоте (в радианах):

Угол отсечки импульсов базового тока имеет следующее значение:

Для полученного угла отсечки импульсов тока базы определяем по представленной ранее формуле значения коэффициентов Берга и .

Модуль комплексной крутизны на рабочей частоте:

Амплитуда напряжения возбуждения на рабочей частоте:

Постоянная составляющая тока базы:

Поскольку используемый в рассчитываемом УМК биполярный транзистор KT903 имеет NPN-структуру перехода (что в данном случае имеет смысл того, что), то напряжение смещения, обеспечивающее требуемый угол отсечки тока базы, будет иметь следующее значение:

Активная составляющая входного сопротивления транзистора на рабочей частоте:

где — действительная часть входной проводимости транзистора Определим мощность возбуждения на рабочей частоте без учета потерь во входном согласующем контуре (эти потери будут учтены при расчёте модулируемого каскада):

Коэффициент усиления по мощности на рабочей частоте без учета потерь во входном и выходном согласующих контурах:

Общая мощность, рассеиваемая транзистором, определяется выражением:

Полученная мощность, рассеиваемая транзистором, не превышает максимально допустимого значения.

3.6 Электрический расчёт нагрузочной системы выходного каскада

Назначение нагрузочной системы — фильтрация высших гармоник и согласование транзистора с нагрузкой. Вполне естественно, что для обеспечения фильтрации высших гармоник нагрузочная система настраивается на частоту нужной гармоники сигнала. Настроенная в резонанс с требуемой гармоникой, нагрузочная система обладает исключительно активным сопротивлением. Согласование нагрузки заключается в том, чтобы, подключив нагрузочную систему к транзистору и нагрузке, обеспечить оптимальное (критическое) сопротивление нагрузки транзистора. При согласовании не должно нарушаться условие резонанса, должен обеспечиваться по возможности большой к.п.д. нагрузочной системы, а добротность должна оставаться достаточно высокой для сохранения хорошей фильтрации высших гармонических составляющих. В узкополосных усилителях мощности на транзисторах широкое применение получил П-образный контур, принципиальная схема которого приведена на рис. 3.2.

Рисунок 3.2 — Принципиальная схема П-образного контура Используемый в качестве цепи согласования (ЦС) П-образный контур является параллельным колебательным контуром с разделёнными ёмкостями. Подобное разделение и обеспечивает получение коэффициентов включения транзистора и нагрузки в контур, отличных от единицы. При определённом выборе коэффициентов включения осуществляется трансформация сопротивления нагрузки в оптимальное для каскада.

В выбранной ЦС очень важна роль конденсатора. Он осуществляет развязку каскадов по постоянному току, а главное, — обеспечивает реальность выполнения катушки индуктивности. Нередко при расчётах величина индуктивности оказывается невыполнимо малой. Поскольку, и находятся в соотношении:, то, при введении конденсатора, для постоянства величины эквивалентной индуктивности контура необходимо увеличить значение индуктивности (скомпенсировать отрицательную ёмкостную реактивность). Это при определённом соотношении между и приведёт к реальности выполнения катушки индуктивности .

Порядок расчёта, выбранного в качестве ЦС П — контура, следующий:

Зададимся величиной характеристического сопротивления контура:

Определяем эквивалентную индуктивность контура L:

Определяем минимально требуемую индуктивность контура :

Примем величину равной 2 мкГн из условий, что > и >.

Определим также из выражения:

Определяем величины ёмкостей конденсаторов и, исходя из требуемых коэффициентов включения для согласования нагрузки с транзистором:

Рассчитаем внесённое в контур сопротивление:

Очевидно, что к внесённому в контур со стороны нагрузки сопротивлению следует добавить сопротивление, обусловленное выходной проводимостью транзистора, которое при представлении её последовательным включением активной и ёмкостной составляющей определяется следующим образом:

Полученное значение гораздо меньше сопротивления, вносимого нагрузкой, поэтому пренебрежение потерями со стороны транзистора не приведёт к большой ошибке в расчётах. Определим добротность нагруженного контура, с учётом того, что сопротивление собственных потерь в контуре :

Рассчитаем фактический коэффициент фильтрации П-контура:

где — порядок колебательной цепи (в данном случае для одиночного колебательного контура, для двухтактной схемы).

Такой коэффициент фильтрации обеспечивает уровень внеполосных излучений по второй гармонике, определяемый формулой:

Вполне очевидно, что внеполосные излучения проектируемого радиопередатчика не будут превышать даже нескольких милливатт (даже с учётом того, что не были учтены более высшие гармоники, однако их вклад ещё менее значителен), что по сравнению с полезной выходной мощностью в размере 2 Вт, очень мало. Низкий уровень внеполосных излучений является важным достоинством проектируемого изделия.

Для каскадов усиления модулированных колебаний и для модулируемых каскадов необходимо проверить нагрузочную систему на обеспечение требуемой полосы пропускания. Для AM требуемая полоса пропускания равна удвоенной максимальной частоте модуляции:

Определим фактически получившуюся полосу пропускания:

Нагрузочный контур оконечного каскада обеспечивает полосу пропускания гораздо более широкую, чем ширина спектра модулирующего сигнала. Это значит, что модулирующий сигнал, перенесённый на несущую частоту, при прохождении ЦС подвергнется минимальным линейным искажениям, что и требуется обеспечить.

3.7 Компенсация паразитной выходной ёмкости

Исходя из принципов работы избирательных систем, для постоянства резонансной частоты выходную ёмкость транзистора требуется вычесть из ёмкости, а входную ёмкость последующего каскада (или ёмкость нагрузки) — из, т. е. паразитные ёмкости транзисторов (входная и выходная) входят в общую эквивалентную ёмкость колебательного контура ЦС и, следовательно, влияют на его резонансную частоту. Таким образом, фактические ёмкости и, которые требуется впаять в схему, определяются выражениями:

Рассчитанные ранее Y-параметры определяют значения эквивалентной ёмкости и активного сопротивления при параллельном их включении (рис 3.3), т.к. их проводимости складываются именно при параллельном включении.

Рисунок 3.3 — Эквивалентная ёмкость и активное сопротивление при параллельном включении Для нахождения соответствующих величин при последовательном включении, необходимо взять мнимую и действительную часть от комплексного числа, обратного соответствующему Y-параметру, т. е. перейти от проводимостей к сопротивлениям. При этом сумме мнимой и действительной частей комплексного сопротивления будет соответствовать последовательное включение элементов (рис. 3.4). Аналогичные рисунки можно привести и для .

Рисунок 3.4 — Эквивалентная ёмкость и активное сопротивление при последовательном включении Определим при параллельном и последовательном включении входную и выходную ёмкости транзистора, используемого в данном каскаде усиления, исходя из соответствующих Y-параметров, рассчитанных выше:

Принципиальная схема получившейся цепи согласования, обобщённой на случай недостаточной величины и (выходная ёмкость транзистора и ёмкость нагрузки больше расчётных и соответственно), приведена на рис. 3.5.

Рисунок 3.5 — Принципиальная схема ЦС, обобщённой на случай недостаточных величин ёмкостей Катушки,. и отдельно реализовывать не придётся, т.к. их можно свести к катушке. Тогда фактическая величина индуктивности катушки может быть найдена по формуле:

При переходе к схеме, представленной на рис. 3.5, необходимо, также, перейти и к представлению входного и выходного сопротивления транзисторов как последовательно соединённых активного сопротивления и паразитной ёмкости. Это обязательно с точки зрения того, что колебательный контур, хотя и является параллельным по способу поступления и выхода энергии, однако образован последовательно включенными эквивалентной катушкой индуктивности, эквивалентной ёмкостью и эквивалентным сопротивлением потерь (риc. 3.6) (слово «контур» значит замкнутое последовательное соединение элементов). Вместе с этим, при последовательном представлении шунтирующих элементов сразу определяется вносимое в контур со стороны входа и выхода активное сопротивление потерь. Именно к такому контуру сводится П-образная цепь согласования:

Рисунок 3.6 — Эквивалентный контур П-образной цепи согласования Таким образом, П-образный контур, помимо и, будут образовывать паразитные ёмкости и. Перейдём к определению величины индуктивности. Необходимо учесть, что эта катушка должна компенсировать не всю выходную ёмкость транзистора, а лишь ту её часть, которая больше (результирующая остаточная ёмкость должна равняться расчётной контурной ёмкости).

На основе всего сказанного, порядок определения Lдоп следующий: рассчитываем часть выходной проводимости, реактивную составляющую которой требуется скомпенсировать:

Определяем для последовательного представления активной и ёмкостной составляющей величину части паразитной выходной ёмкости, подлежащей компенсации:

Находим величину компенсирующей индуктивности:

Таковым же является порядок расчёта и дополнительной катушки индуктивности для компенсации части входной ёмкости последующего каскада (если это вообще требуется).

Для оконечного каскада проектируемого передатчика так и получается, что требуется введение катушки со стороны выхода транзистора, поскольку он обладает чрезмерно большой выходной ёмкостью (как, впрочем, и ёмкостями между другими электродами). Это объясняется большими размерами транзистора, о чём ещё будет сказано ниже. Со стороны нагрузки цепи согласования оконечного каскада подключен коаксиальный кабель, который согласован с антенной. Следовательно, со стороны нагрузки никакой паразитной ёмкости учитывать не придётся и тогда = .

На основе вышесказанного произведём расчёт катушки применительно к оконечному каскаду проектируемого радиопередатчика:

Полученная величина дополнительной индуктивности очень мала по сравнению с

поэтому пренебрежение не приведёт к существенным ошибкам в расчётах. Более точно выходную ёмкость транзистора можно будет скомпенсировать в процессе настройки готового изделия изменением ёмкости конденсатора, являющегося подстроечным.

3.8 Конструктивный расчет элементов нагрузочной системы

радиопередатчик каскад частота транзистор В процессе конструктивного расчета нагрузочной системы необходимо определить размеры нетипичных деталей (катушка индуктивности). В оконечном каскаде катушка индуктивности является наиболее нестандартной по сравнению с катушками нагрузочных систем других каскадов.

Изготовить катушку индуктивности на малую мощность можно многими различными и общеизвестными способами. Методика расчёта катушек на большие мощности не так распространена ввиду редкого применения. По этим соображениям данный подраздел очень важным этапом в ходе всего курсового проектирования. В силу наличия большого числа различных способов изготовления катушек индуктивности малой мощности, следует предоставить изготовителю разрабатываемого радиопередатчика свободу выбора одного из этих способов, а не принуждать его использовать какой-то конкретный, указанный в настоящем документе. Именно поэтому рекомендуемый конструктивный расчёт нагрузочной системы приводится лишь для оконечного каскада. При желании, данную методику можно использовать и для расчёта других катушек индуктивности и дросселей, имеющихся в схеме проектируемого передатчика.

Согласно дальнейшим расчётам, катушка будет намотана на каркасе из немагнитного материала, представляющего собой цилиндр. Плоскость витков перпендикулярна продольному осевому сечению цилиндра, каркас, поддерживающий витки, можно исключить после намотки катушки. Схема рассчитываемой катушки приведена на рис. 3.7.

Рисунок 3.7 — Внешний вид катушки индуктивности

Зададим соотношение длины катушки к её диаметру:

Определим площадь продольного сечения катушки при удельной тепловой нагрузке :

где — заданный к.п.д. катушки Определим длину и диаметр катушки:

Число витков катушки:

Для определения требуемого диаметра провода необходимо предварительно вычислить величину амплитуды тока, протекающего по катушке индуктивности, а следовательно, и во всём контуре. В частности, ток контура протекает через конденсатор, подключённый параллельно выходу транзистора. Тогда амплитуда колебаний тока контура определится как отношение амплитуды колебаний на конденсаторе (и на коллекторе, так как они включены параллельно) к величине ёмкостного сопротивления конденсатора:

Тогда минимально требуемый диаметр () провода катушки определяется выражением:

Примем диаметр провода равным 1 мм. Вычислим собственное сопротивление потерь контурной катушки на рабочей частоте:

Определим коэффициент полезного действия контура:

3.9 Уточнение принципиальной схемы каскада

Теперь необходимо выявить окончательный вид и состав принципиальной схемы всего каскада. Кроме транзистора, цепи согласования и ёмкости нейтрализации в каскад входят цепи питания и смещения. Кроме того, следует окончательно выбрать номиналы применяемых пассивных элементов, исходя из стандартных рядов значений.

Перейдём к расчёту цепи смещения постоянного напряжения на базе. В нашем случае требуемое напряжение смещения на базе оказалось меньше нуля (). Отрицательные смещения возможно реализовать не только применением базового делителя, но и использованием специальной цепи автоматического базового смещения, для которой не требуется дополнительного внешнего источника питания (в отличие от базового делителя). Это связано с тем, что при положительных смещениях мощность, требующаяся для обеспечения постоянного уровня напряжения на базе, потребляется от источника напряжения смещения. При отрицательных смещениях эта мощность, наоборот, вычитается из действующей на входе каскада переменной мощности возбуждения и, поступая в источник смещения, «заряжает» его. Термин «заряжает» полностью справедлив, только если в качестве источника смещения используются реактивные элементы (конденсатор или дроссель) или аккумулятор.

К сожалению, в данном каскаде цепь автосмещения неприменима, так как её напряжение определяется постоянной составляющей входного тока, которая изменяется в зависимости от изменения амплитуды напряжения на входе, а амплитуда напряжения — это переменная величина, поскольку в предыдущем каскаде происходит амплитудная модуляция. Исходя из этого, воспользуемся для смещения постоянного напряжения на базе транзистора обычным базовым делителем. Недостаток этой схемы — использование дополнительного источника напряжения смещения. Принципиальная схема используемого метода создания базового смещения приведена на рисунке 3.8.

Рисунок 3.8 — Принципиальная схема метода создания базового смещения Отличие базового делителя при отрицательных смещениях — полное отсутствие протекания через его резисторы постоянной составляющей базового тока. Это связано с тем, что делитель и вход транзистора включены параллельно и их разделяет высокочастотный дроссель. Этот дроссель предотвращает прохождение высокочастотной составляющей тока, протекающего с выхода предыдущего каскада к точке соединения резисторов и. А кроме высокочастотного гармонического переменного тока больше никакой ток между названными точками появиться не может. Так происходит, поскольку ток от выхода предыдущего каскада к точке соединения резисторов и может быть вызван только наличием разности потенциалов между этими точками. Но данная разность потенциалов изменяется по чисто гармоническому закону колебаний высокой частоты без всякой отсечки (отсечка импульсов тока есть только у той его составляющей, которая протекает от выхода предыдущего каскада в базу транзистора), а высокую частоту дроссель не пропускает. Именно поэтому через базовый делитель протекает только постоянный ток самого делителя, вызванный наличием напряжения источника смещения. Рассчитаем параметры цепи базового смещения. Для этого изначально зададимся величиной постоянного тока, протекающего через резистивный делитель, а также величиной отрицательного напряжения источника питания цепи базового смещения из стандартного ряда значений.