Элементы оптических систем связи

Контрольная работа Элементы оптических систем связи.

1. Структура и основные компоненты ВОЛС.

2. Передающие оптоэлектронные модули.

3. Лазерные диоды.

4. Модуляторы и физические принципы работы.

5. Электрооптические модуляторы.

6. Основные элементы ПОМ.

7. Приемные оптоэлектронные устройства.

8. Технические характеристики фотоприемников.

9. Электронные элементы ПРОМ.

10. Оптический гетеродинный прием.

11. Усилители фотоприемных устройств Литература.

Фундаментальным отличием оптических систем связи и, в частности, волоконно-оптических систем связи (ВОСС), от систем радиотехнической связи, является использование световых волны несущих информацию, которые по своим физическим свойствам и характеру распространения существенно отличаются от традиционных систем электросвязи.

Главным технологическим отличием является использование вместо медных проводов и кабелей — оптического волокна и оптического кабеля на их основе. Последнее позволяет уже сегодня обеспечить суммарную скорость передачи информации по одному оптическому волокну до нескольких десятков Тбит/с.

В радиодиапазоне для повышения скорости передачи информации используются самые короткие длины волн, что в оптическом диапазоне не является ограничением. Основным фактором, ограничивающим скорость в ВОЛС (передача информации по одному каналу величиной порядка 40 Гбит/с достигнута), является конечное быстродействие электроники, входящей в состав оптических передатчиков и приемников.

Для увеличения передаваемого потока информации применяют методы уплотнения либо с временным разделением (OTDM), либо со спектральным разделением (WDM) информационных каналов. Определяющим факторами при выборе длины волны являются величина затухания и наличие эффективных источников излучения. Поскольку при повышении частоты (в четвертой степени) увеличиваются потери, в ВОЛС обычно применяются инфракрасные световые волны, а в качестве материала волокна используется кварцевое стекло, причем ВОСС работают в трех спектральных диапазонах с центральными длинами волн 850 нм, 1300 нм и 1550 нм — окнах прозрачности волокна (рис. 1 спектральная зависимость коэффициента затухания одномодового волокна, где пунктир — волокно без водородного пика затухания).

Рис. 1.

Оптическое излучение видимого диапазона (= 600 нм) применяется для коротких трасс и в используется более дешевое и удобное полимерное (пластиковое) оптическое волокно.

Подавляющее большинство ВОСС является цифровыми бинарными системами, в которых информация представлена в виде некоторой последовательности нулей (0) и единиц (1). Для их передачи в ВОСС чаще всего используется импульсно-кодовая модуляция (ИКМ).

При этом последовательность двоичных символов может быть по-разному представлена в виде последовательности оптических импульсов. Форматы представления двоичной информации в цифровых системах связи с импульсно-кодовой модуляцией (РСМ): без возвращения к нулю (NRZ), с возвращением к нулю (RZ), двухфазный, или Манчестер (Bi-Phase), CMI-код (CMI) приведены на рис. 2.

Рис. 2.

Наиболее часто применяются первые два формата: амплитудная модуляция без возвращения к нулю (NRZ) и амплитудная модуляция с возвращением к нулю (RZ). В обоих случаях используется простейшая интуитивно естественная кодировка, при которой ноль (0) соответствует отсутствию сигнала, а единица (1) — наличию сигнала. Отличие заключается в том, что в NRZ-формате импульс, обозначающий 1, занимает весь выделенный для ее передачи период, а в RZ-формате только некоторую часть периода, например 50%. В системах передачи нового поколения, использующих оптическое временное уплотнение информации (OTDM), нашли применение также двухфазный формат, или «Манчестерский код», и формат CMI.

Кроме импульсно-кодовой модуляции (ИКМ), используется также аналоговая модуляция, нашедшая применение в основном в кабельном телевидении.

1. Структура и основные компоненты ВОЛС.

Известно, что простейшая оптическая система связи передает информацию между двумя точками. Связь типа «точка-точка» на основе оптического волокна называется волоконно-оптической системой связи (ВОСС). В состав ВОСС входят:

— передатчик — устройство, преобразующее входные управляющие электрические сигналы U_i(t) в выходные световые сигналы;

— физическая среда передачи информационных сигналов — оптическое волокно, свободное пространство;

— регенераторы и/или оптические усилители;

— приемник — устройство, преобразующее входные оптические сигналы в выходные электрические сигналы.

Рис. 3.

В настоящее время источниками световых сигналов являются полупроводниковые лазеры или светодиоды. Световые сигналы, выходящие из передатчика либо излучаются в свободное пространство (лазерные атмосферные системы связи ЛАСС), либо вводятся в снабженное разъемом волокно и передаются по волоконно-оптической линии. В конце канала связи свет поступает в фотоприемник, преобразующий его в электрические сигналы, которые затем обрабатываются и используются в приемном оборудовании. Таким образом, обязательными элементами системы оптической связи являются передатчик, среда распространения сигнала (оптическое волокно) и приемник. Для увеличения дальности передачи информации в ВОСС используются регенераторы или оптические усилители сигналов, а ЛАСС строятся с учетом уравнения дальности оптической связи. Схема ВОЛС, используемой для передачи информации на большое расстояние, приведена на рис.

2. Передающие оптоэлектронные модули.

Передающие оптоэлектронные модули (ПОМ), применяемые (лазерных атмосферных системах связи) ЛАСС и в волоконно-оптических системах, предназначены для преобразования электрических сигналов в оптические. Последние должны быть переданы оптической антенной либо введены в волокно с минимальными потерями. Производятся разнообразные ПОМ, отличающиеся по конструкции и типу источника излучения, работающие от телефонных скоростей с расстоянием до нескольких метров до скоростей передают в сотни и даже тысячи мегабит в секунду при расстоянии в несколько десятков километров.

Типы и характеристики источников излучения.

Главным элементом ПОМ является, источник излучения к которому предъявляются следующие основные требования:

- излучение должно вестись на длине волны одного из окон прозрачности атмосферы либо волокна. В традиционных, оптических волокнах существует три окна, в которых достигаются меньшие потери света при распространении: 850, 1300; 1550 нм;

- источник излучения должен выдерживать необходимую частоту модуляции для обеспечения передачи информации на требуемой скорости;

- источник излучения должен быть эффективным, в том смысле, что большая часть излучения источника достигала антенны фотоприемника либо попала в волокно с минимальными потерями;

- источник излучения должен иметь достаточно большую мощность, чтобы сигнал можно было передавать на требуемое расстояние, но и не на столько, чтобы излучение приводило к нелинейным эффектам или могло повредить волокно или оптический приемник;

- температурные вариации не должны сказываться на функционировании источника излучения;

- стоимость производства источника излучения должна быть относительно невысокой.

Два основных типа источников излучения, удовлетворяющие перечисленным требованиям, используются в настоящее время — светодиоды (LED) и полупроводниковые лазерные диоды (LD).

Главное отличие между ними — ширина спектра излучения. У светодиодов (рис. 4 а) широкий спектр излучения, в то время как лазерных диодов (рис. 4 б, в) значительно более узкий спектр [1, 2]. Разработанные сегодня источники компактны хорошо сопрягаются со стандартными электронными цепями. Выпускаются светоизлучающие диоды со спектральной полосой излучения менее 25 мм и инжекционные лазеры со спектральной полосой излучения около 1…2 мм, с высокой эффективность преобразования энергии возбуждения в энергию излучения, высокой направленностью излучения, значительным сроком службы (10⁵ — 10⁶ часов), температурной и радиационной стойкостью, высоким быстродействием (выше 10⁹ сек), высоко технологичные и доступные по цене.

а б в Рис. 4.

Светодиоды — это источники излучения для линий связи со скоростью передачи информации до 200 Мбит/с. Лазерные диоды по своим параметрам наиболее полно удовлетворяют большинству требований, предъявляемых к источникам излучения и они могут обеспечивать безретрансляционную передачу данных на расстояния более сотен километров со скоростью, превышающей 10 Гбит/с.

Светоизлучающие диоды.

Благодаря своей простоте и низкой стоимости, светодиоды распространены значительно шире, чем лазерные диоды.

Диодные гетерогенные структуры могут создаваться на основе разных полупроводниковых материалов. Обычно в качестве подложки используются GaAs и InP. Соответствующий композиционный состав активного материала выбирается в зависимости от длины волны излучения и создается посредством напыления на подложку, табл. 1.

Длину волны излучения, определяют как значение, соответствующее максимуму спектрального распределения мощности, а ширину спектра излучения _0,5 — как интервал длин волн, в котором спектральная плотность мощности составляет половину максимальной.

Таблица 1.

Следует отметить, что все излучающие полупроводниковые приборы характеризуются энергетическими и световыми параметрами. Излучение имеет определенный спектральный состав, который в функции от длины волны излучения определяется плотностью потока излучения.

= dФ_е/d, [Вт/мкм] (1).

причем полный лучистый поток при непрерывном спектре.

. Вт] (2).

В световых параметрах, за единицу (сила света — кандела) принимается сила света, испускаемая стандартной площадью абсолютно черного тела при температуре 2042 К. За единицу светового потока принимается Ф-люмен (лм) — поток, испускаемый силой в 1 канделу (кд) в телесный угол равный 1 стерадиану (ср).

Светодиод — полупроводниковый прибор, на основе выпрямляющего контакта (вырожденных полупроводников, одинарных и двойных гетероструктур), который дает некогерентное излучение и работает на прямой ветви, при протекании прямого тока (рис. 5а), вызывающего инжекцию неосновных носителей в базовую область диодной структуры. Инжектированные носители заряда рекомбинируют либо вблизи р-n-перехода, либо в области объемного заряда с испусканием фотона. При этом носители переходят с более высокого энергетического уровня на более низкий, а избыточная энергия излучается в виде электромагнитной волны. При рекомбинации, для излучения кванта, необходимо чтобы выполнялся как закон сохранения энергии, так и закон сохранения импульса (т.е. используются прямозонные полупроводниковые материалы).

Длина волны излучения (мкм) связана с шириной запрещенной зоны (рис. 5б, энергетическая диаграмма при прямом смещении) активного слоя Е_g (эВ) законом сохранения энергии.

=1,24/Е_g (3).

Показатель преломления активного слоя выше показателя преломления ограничивающих пассивных слоев, благодаря чему рекомбинационное излучение может распространяться в пределах активного слоя, испытывая многократное отражение, что значительно повышает КПД источника излучения.

а б Рис. 5.

Основным параметром светодиода является его внешний квантовый выход:

= N_Ф/N_Э = n_ф/N_ЭК_п = _ВК_п, (4).

где N_Ф — число излученных квантов,.

N_э — число проходящих через светодиод за то же время носителей заряда.

Очевидно.

N_Ф = n_фК_п,.

где n_ф — число рожденных квантов;

= n_ф/N_Э — внутренний квантовый выход;

К_п — коэффициент потерь при выводе излучения.

Потери (природа которых ясна из рассмотрения схематической конструкции светодиода, рис. 6) при выводе излучения определяются четырьмя причинами: — потери за счет полного внутреннего отражения (кванты 2), так при выводе квантов из GaAs не испытывают полного внутреннего отражения лишь те кванты, которые падают на поверхность раздела под углом, меньшим 17^о (показатель преломления GaAs: n 3,3 — 3,8); - потери за счет просто отражения от поверхности основных идущих к ней квантов 1; - потери на самопоглощение в кристалле (кванты 3); - потери за счет рассеяния излучения в объеме (кванты 4 и 5). Для уменьшения указанных потерь необходимо чтобы кванты генерировались на всей глубине полупроводника только одного типа, причем глубина должна быть малой, чтобы кванты генерировались ближе к выходу. Кроме того, используются гетеропереходы в которых n-область сильно легирована, а p-область — слабо, что обеспечивает одностороннюю инжекция электронов в p-область и люминесцентное излучение идет по всей p-области, которая называется базовой областью светодиода.

Рис. 6.

Структуры светодиодов диапазона 0,8 — 0,9 мкм, обычно, представляют систему AlGaAs/GaAs, а для диапазона 1,2 — 1,7 мкм — GaInAsP, сочетающие высокий квантовый выход электролюминесценции, малое поглощение излучения при выводе его из кристалла и высокое быстродействие. В настоящее время распространение получили две основные модификации приборов: с выводом излучения в направлении, перпендикулярном плоскости p-n-перехода — поверхностные светодиода и с торцевым выводом, параллельно плоскости p-n-перехода — торцевые светодиоды. Оба вида светодиодов работают при управляющих токах 100…200 мА и обеспечивают Р_вых = 2…6 мВт. Поверхностные светодиоды обычно излучают в окружающее пространство большую (примерно в 3 раза) мощность, чем торцевые.

Частотная характеристика светодиодов определяются соотношением.

P (f) = P (0) [1+(f)]^-0,5, (5).

где — время жизни неосновных носителей;

f — частота вариации излучения.

Наибольшее распространение получили светодиоды с поверхностными излучателями в которых для расширения полосы частот выполняется сильное легирование активного слоя при большом различии концентраций носителей в активной и прилегающих областях, однако это снижает внешнюю эффективность диода.

Для получения большей мощности излучения применяют суперлюминесцентные диоды, занимающие промежуточное положение между лазерными диодами и светодиодами. Такие диоды представляют собой торцевые излучатели и изготовляют в виде обычной четырехслойной лазерной гетероструктуры. По сравнению со светодиодами суперлюминесцентный диод характеризуется более высоким дифференциальным квантовым выходом излучения и меньшей спектральной шириной излучения.

Однако достижение таких характеристик требует увеличения тока накачки до уровня, сравнимого с током накачки лазерного диода. Дифференциальный внешний квантовый выход излучения на суперлюминесцентном диоде выше, чем у обычных светодиодов, а сигнал претерпевает минимальные искажения при модуляции. В этом случае спектральное положение и ширина полосы излучения, а также диаграмма направленности излучения меняются с изменением I_нак незначительно. Мощность излучения таких диодов возрастает при увеличении длины диода. Снижение времени жизни носителей благодаря эффекту стимулированного излучения позволяет увеличить частоту модуляции суперлюминесцентных диодов до 1 ГГц.

Следует отметить, что по сравнению с лазерными диодами суперлюминесцентные диоды отличаются большим сроком службы, меньшей чувствительностью к деградации, более слабой температурной зависимостью излучаемой мощности и более высокой линейностью характеристик. Однако суперлюминесцентный диод проигрывают лазерным источникам по таким параметрам как ширина спектра излучения, эффективность ввода излучения в ВОЛС и выходная мощность. Тем не менее, он сохраняют свои позиции из-за низкой стоимости и простоте эксплуатации.

3. Лазерные диоды.

По смыслу своего названия лазер является усилителем света. При возбуждении лазера световой или электрической энергией световые колебания соответствующей частоты, входящие в резонатор лазера, усиливаются таким образом, что выходная волна находится в фазе со входной. Лазеры редко используются в качестве усилителей, так как их внутренние шумы, называемые спонтанной эмиссией, сравнительно велики. Кроме того, существуют определенные трудности в изготовлении лазера с высоким коэффициентом усиления и без обратной связи, вызывающей генерацию. В подавляющем большинстве случаев лазеры используются как осцилляторы — генераторы когерентного света.

Особенность когерентного излучения лазерных источников существенно отлично от некогерентных, т.к. их световой поток может быть сфокусирован на площади, сравнимой с длиной волны, тогда как для светодиодов этот размер не меньше источника излучения.

Принцип генерации излучения лазера можно рассмотреть на основе энергетической диаграммы вещества, проявляющего лазерный эффект. На рис. 7 показана такая диаграмма для вещества с тремя энергетическими уровнями. Энергия возбуждения, подводимая к активному веществу лазера, переводит атомы с основного энергетического уровня на 3-й энергетический уровень. Затем атомы очень быстро переходят спонтанно на 2-й энергетический уровень без излучения.

Рис. 7.

Разность энергии между 2 и 3-м уровнями идет на нагревание кристаллической решетки вещества лазера. Со 2-го энергетического уровня частицы спонтанно переходят на основной уровень, и излучается энергия с частотой f, определяемой по формуле.

f = (E₂ — E₁)/h, (6).

где E_i — энергия i-го уровня (i = 1, 2, 3); h — постоянная Планка.

Если разность энергий (E₂ — E₁) достаточно велика, то излучение энергии будет происходить на оптической частоте. Акты спонтанной эмиссии происходят в случайные моменты времени. Следовательно, излучение не будет когерентным. Если возбуждать вещество с достаточно высокой интенсивностью, то число частиц на 2-м энергетическом уровне будет больше, чем число частиц на 1-м энергетическом уровне.

В этом случае получается так называемая «инверсная населенность». При этом поглощение энергии веществом становится отрицательным (т.е. происходит усиление), и первоначальное спонтанное излучение стимулирует излучение с одинаковой фазой. В результате генерируется относительно узкая спектральная полоса когерентного излучения. Для высокостабильных лазеров ширина линии может составлять от 10 до 100 Гц. Положительная обратная связь, необходимая для перевода лазера из режима усиления в режим генерации, достигается при помещении активного вещества в оптический резонатор, представляющий собой две отражающие поверхности на концах активного вещества. Одно зеркало изготовляется частично пропускающим излучение из полости резонатора (рис. 8).

Рис. 8.

Излучение вдоль оси резонатора усиливается при каждом проходе через активное вещество. Неосевое излучение имеет малую энергию, так как оно не подвергается многократному усилению. Частота излучения определяется несколькими факторами. Генерация может происходить только на тех частотах внутри спектрального интервала, для которых резонансное усиление достаточное и превышает потери на поглощение. Центральная частота этого спектрального интервала определяется средним значением энергии стимулированного перехода. Спектральный интервал возможных частот генерации расширяется вследствие теплового движения атомов вещества (допплеровское уширение) и вследствие столкновений атомов.

Рис. 9.

На рис. 9 приведена кривая относительного усиления с учетом уширения лазерного вещества в зависимости от частоты. Ширина огибающей кривой усиления по точкам половинной амплитуды обычно составляет величину порядка 1 ГГц.

Резонансные свойства резонатора определяют точные значения частоты или моды генерации внутри линии излучения.

Вдоль оси резонатора могут существовать те колебания, для которых расстояние между зеркалами равно целому числу полудлин волн. Для осевых мод условие резонанса следующее:

n_c/2 = L_c, (7).

где L_c — расстояние между зеркалами (часто это длина активного вещества);

_с — генерируемая длина волны;

n — целое число. Таким образом, возможные частоты мод будут.

f_R = 0,5nc/L_c ,(8).

где с — скорость света, Частотное разделение осевых мод.

F = 0,5c/L_c (9).

Pиc. 10.

Для примера в одномодовом резонаторе частотное разделение осевых мод составляет 150 МГц. На рис. 10. показан частотный спектр аксиальных мод лазера.

Во многих случаях наличие многих осевых мод нежелательно. Например, в гетеродинном приемнике моды смешиваются друг с другом так же, как и с излучением гетеродина, приводя к потере полезной мощности.

Работа на одной моде может быть достигнута путем уменьшения длины резонатора. Это приводит к тому, что моды слабой интенсивности находятся ниже порога генерации. Однако во многих типах лазеров это приводит к уменьшению мощности лазера. Сегодня разработаны методы перекачки энергии лазера в одну моду путем использования частотной модуляции.

Лазер может также генерировать на поперечных модах. Несколько поперечных мод низкого порядка показано на рис. 11. Стрелки указывают направление ЭП. Обозначение TEM_mn фиксирует номер поперечных электромагнитных мод. Структура поперечных мод лазера зависит от типа зеркал резонатора и их юстировки. При соответствующем конструировании и настройке можно выделить ТЕМ₀₀-моду. Распределение интенсивности в поперечном сечении луча для этой моды совпадает с гауссовой кривой. При другой модовой структуре апертура передатчика формирует луч в дальней зоне, далекий от дифракционного предела. В настоящее время наиболее широко используются три основных типа лазеров: газовые, полупроводниковые и твердотельные, которые находят применение как в ВОСС так и в ЛАСС.

Рис. 11.

Ниже кратко описаны принципы работы каждого типа лазеров и указаны их преимущества и недостатки с точки зрения использования в системах связи. В газовых лазерах (рис. 12) наиболее широко используются такие газы, как аргон, гелий-неон или двуокись углерода. Газы или смесь газов находятся в стеклянной колбе, в которой осуществляется электронный разряд.

Рис. 12.

В результате разряда электроны бомбардируют атомы газа, переводя их на более высокий энергетический уровень. В большинстве случаев применяют разряд постоянным током, но возможна также и работа с разрядом переменного тока. Концевые зеркала стеклянной колбы обычно располагают под углом Брюстера (~ 57°), чтобы получить линейную поляризацию выходного луча. Есть два основных вида электронного возбуждения: непосредственно электронное и ударное атомное возбуждение.

В первом случае электроны разряда в результате столкновений с атомами вызывают заселенность верхних атомных уровней. Атомные ударные возбуждения обеспечивают возбуждение для лазеров, содержащих смесь газов, например, гелия и неона. Один из газов возбуждается прямыми электронными ударами. Возбужденные атомы этого газа затем ударяют невозбужденные атомы другого газа, имеющего такие же энергетические уровни, и обеспечивают инверсную заселенность во втором газе. Атомы гелия возбуждаются электронными ударами. Энергетические состояния гелия являются метаcтабильными и не имеют «разрешенного» перехода к более низкому энергетическому уровню. Когда атом гелия в метастабильном состоянии сталкивается с невозбужденным атомом неона, появляется большая вероятность энергетического перехода. В этом случае верхний энергетический уровень, неона оказывается заселенным и обеспечивает излучательную рекомбинацию.

Рис. 13.

Находят применении в ЛАСС и ВОСС и твердотельные лазеры на рубине. Основные элементы рубинового лазера показаны на рис. 1 Рубиновый стержень (длиною в несколько сантиметров) помещается внутри спирали кварцевой лампы-вспышки, обеспечивающей световую накачку. Для образования резонатора отражающие поверхности наносятся на концах стержня. Рубиновые лазеры обычно работают в импульсном режиме, с относительно невысокой частотой следования световых импульсов, что определяется теплоотводящими свойствами лампы-вспышки.

Лазерные полупроводниковые диоды (упрощенная конструкция приведена на рис. 14), наиболее широко используемые в системах телекоммуникации и связи являются сегодня оптимальными источники когерентного оптического излучения и имеют два основных конструктивных отличия от светодиодов.

Во-первых они обычно содержат встроенный оптический резонатор, а во-вторых, они работают при значительно больших значениях токов накачки, что позволяет при превышении некоторого порогового значения получить режим индуцированного излучения. Именно такое излучение характеризуется высокой когерентностью, благодаря чему лазерные диоды имеют значительно меньше ширину спектра излучения (1−2 нм) против 30−50 нм у светодиодов, рис. 4.

Рис. 14.

Для ЛАСС находят применение лазеры в режиме коммутации добротности резонатора. С помощью оптической коммутации в резонатор вносятся большие потери, даже когда достигнута инверсная населенность. Как только добротность резонатора становится большой (вносимые потери малы), запасная энергия выделяется в одном гигантском импульсе. В режиме коммутации добротности (Q-коммутации) можно получить импульсные мощности, исчисляемые мегаваттами и даже гигаваттами. В настоящее время разработаны твердотельные лазеры с активным веществом на основе неодима и других редкоземельных элементов. Однако лишь немногие из них являются перспективными для использования в системах связи из-за низкой частоты следования световых импульсов и низкой эффективности. Повысить эффективность таких лазеров можно, используя накачку неодимового кристалла полупроводниковым лазером, КПД которого намного больше КПД лампы-вспышки.

Оптимальные, с точки зрения их использования в ЛАСС и ВОСС переходы можно получить в гетероструктурах используемых в инжекционных лазерах. Гетеролазеры имеют в десятки и даже сотни раз меньшую пороговую плотность тока, и значительно более высокий КПД, чем гомолазеры. Это вызвано, в частности, тем, что в гетеролазере нет необходимости лигировать полупроводник до вырождения (т.к. высокая концентрация носителей в рабочей области перехода достигается большой инжекцией электронов в базу), а это способствует уменьшению потерь на безызлучательную рекомбинацию при взаимодействии электронов с легирующими примесями.

Если толщины узкозонного и широкозонного полупроводников уменьшать до долей микрона, то можно создавать квантовые ямы — аналоги потенциальных ям (ядер) одиночных атомов, а уровни энергии такой ямы строго квантованы. Поэтому если, пропуская ток через такую структуру, так подобрать напряжение U, определяющего их энергию проходящих через потенциальные барьеры (AlGaAs) электронов, чтобы эта энергия соответствовала разрешенному уровню энергии в яме GaAs, когда U = U_раз, то электроны путем туннельного эффекта будут проникать в яму на эти уровни зоны проводимости, создавая инверсную населенность по отношению к дискретным уровням ям для дырок, имеющимся в валентной зоне GaAs. Это позволяет реализовать стимулированное излучение в такой яме. На этом принципе основана работа наиболее перспективных в настоящее время лазеров на квантовых ямах. Для повышения мощности таких лазеров используется не одна яма, а целая последовательность ям, образующих так называемую сверхрешетку, в которой отдельные уровни расплываются в узкие разрешенные зоны энергии (минизоны).

Обладая высокой диэлектрической проницаемостью, от качественно полированной поверхности получают отражение более 30%. Резонатор выделяет те типы колебаний, на которые он настроен, при этом поток будет усиливаться, если число индуцированных переходов с испусканием фотонов будет больше числа переходов с поглощением фотонов той же частоты. Для этого необходимо, чтобы число атомов на верхнем уровне превосходило число атомов на нижнем уровне, т. е. чтобы система находилась в состоянии инверсной заселенности.

Есть несколько вариантов конструктивного и технологического выполнения двойных гетеропереходов. Одной из наиболее распространенных является конструкция типа «зарощенной гетероструктуры» (рис.15) в которой волноводный канал образуется слоем p-GaAs имеющим высокий показатель преломления (n = 3,7), тогда как «заращивающие» его слои GaAlAs имеют более низкий показатель преломления, а световая волна в таких случаях, как известно, стремится в среду с большим показателем преломления. В таких структурах ширина полоски может быть доведена до 2 мкм и за счет этого пороговый ток при комнатной температуре может быть снижен до 10 мА при излучаемой мощности 1−2 мВт. В инжекционных лазерах есть три типа отражающих структур, которые являются частично отражающими зеркалами лазерных резонаторов Фабри-Перо.

Рис. 15.

Во-первых, это обычная плоская граница p-GaAs и воздуха (торцевые ИЛ), которая дает коэффициент отражения Г = (n — 1)²/(n + 1)² = 0,33, (10).

причем угол расхождения выходного луча в плоскости параллельной излучающему слою равен в этом случае 1030^о, а в перпендикулярной плоскости 3060^о.

Во-вторых, это — дифракционная решетка, которая в виде гофрированной поверхности наносится на участки длины h диэлектрика, являющегося продолжением слоя p-GaAs, там где этот слой не закрыт ограничивающим и контактным слоями.

Такие отражатели используют распределенное брэгговское отражение и называются РБО-отражателями. Шаг гофра обычно бывает 0,15 — 0,45 мкм. Этот шаг и угол ввода и вывода света, если свет выводится из РБО системы, обычно выбирается так, чтобы дифракционный максимум был направлен внутрь слоя p-GaAs (резонатора). И, наконец, ввод и вывод излучения может производиться с помощью призмы, которая располагается на расстоянии 0,2 от пленки p-GaAs, и хотя идущий снаружи луч, отражающийся от нижней грани призмы, испытывает полное внутреннее отражение, он все же частично (за счет эффекта оптического туннелирования) проникает в пленку и возбуждает в ней волну, причем КПД перехода луча бывает до 80 — 90% при согласованной призме.

Кроме того, в лазерных диодах часто используются резонаторы с распределенной обратной связью, работа которых основана на отражении волн от периодической серии неоднородностей, образованных в волноводе, являющемся обычно активной средой.

Инерционность лазерных диодов (при модуляции тока) определяется емкостями и сопротивлениями распределенных структур и бывает порядка 10^-10 — 10^-9с, а полный КПД излучения может достигать 45%.

Таким образом, резюмируя, можно отметить, что газовый лазер в настоящее время является наилучшим источником мощного непрерывного высококогерентного оптического излучения (ЛАСС), твердотельные лазеры предпочтительнее для работы в импульсном режиме (аналоговые ВОСС). Полупроводниковые лазерные диоды, разработанные сегодня для различных применений, являются основой построения как ВОСС, так и ЛАСС и представляют для нас основной интерес.

Зависимость мощности излучения лазерных диодов Р_ЛИ от тока накачки I_нак описывается ватт-амперной характеристикой. При малых токах накачки лазер испытывает слабое спонтанное излучение, работая как малоэффективный светодиод. При превышении некоторого порогового значения тока накачки I_порог, излучение становится индуцированным, что приводит к резкому росту мощности излучения и его когерентности, рис. 16 (ватт-амперные характеристики 1 — лазерного диода, 2 — светодиода).

Рис. 16.

Мощность выходного излучения Р_вых или выходная мощность излучения светодиода (output power) отражает мощность вводимого в волокно излучения или излучаемую в свободное пространство. Наряду с традиционной единицей измерения Вт она может измеряться в дБм. Мощности Р_вых, измеренной в мВт (10^-3 Вт), будет соответствовать мощность р_вых = 101g Р_вых (дБм). Использование единицы измерения дБм упрощает энергетический расчет бюджета линий. Мощность излучения, приводящаяся в характеристиках оптического передатчика, может варьироваться в некотором диапазоне. В таких случаях указывают диапазон мощности излучения (output power range). Например, -19/-14 дБм означает, что р_{вых мин} = -19 дБм, а р_{вых макс} = -14 дБм.

В магистральных ВОСС используются два окна 1,3 и 1,55 мкм. Поскольку наименьшее затухание в волокне достигается в окне 1,55 мкм, на сверхпротяженных безретрансляционных участках (L 100 км) эффективней использовать оптические передатчики именно с этой длиной волны. В то же время на многих магистральных ВОЛС в состав BOK входят только ступенчатые одномодовые волокна, имеющие минимум хроматической дисперсии в окрестности 1,3 мкм (волокон со смещенной дисперсией нет). На длине волны 1,55 мкм удельная хроматическая дисперсия у SMF составляет 17 пс/нмкм. А поскольку полоса пропускания обратно пропорциональна ширине спектра излучения, то увеличить полосу пропускания можно только уменьшая ширину спектра излучения лазера. Как будет показано далее, при ширине спектра = 4 нм полоса пропускания на 100 км составляет 63 МГц, а при = 0,2 нм соответственно 1260 МГц, то есть, для того чтобы оптические передатчики на длине волны 1,55 мкм могли в равной степени использоваться на протяженной линии не только с одномодовым волокном со смещенной дисперсией (DSF), но и со ступенчатым волокном (SMF), необходимо делать ширину спектра излучения передатчиков как можно меньше.

Наибольшее распространение сегодня получили следующие типы лазерных диодов: с резонатором Фабри-Перо; с распределенной обратной связью; с распределенным брэгговским отражением; с внешним резонатором.

Лазерные диоды с резонатором Фабри-Пера (FP лазеры, Fabry-Perot). Резонатор в таком лазерном диоде образуется торцевыми поверхностями, окружающими с обеих сторон гетерогенный переход. Одна из поверхностей отражает свет с коэффициентом отражения, близким к 100%, другая является полупрозрачной, обеспечивая, таким образом, выход излучения наружу.

На рис. 4 б показан спектр излучения промышленного лазерного диода с использованием резонатора Фабри-Перо. Из рисунка следует, что наряду с главным пиком, в котором сосредоточена основная мощность излучения, существуют побочные максимумы. Причина их возникновения связана с условиями образования стоячих волн. Для усиления света определенной длины волны необходимо выполнение двух условий. Первое, длина волны должна удовлетворять соотношению 2D = N, где D — диаметр резонатора Фабри-Перо, а N — некоторое целое число. Второе, длина волны должна попадать в диапазон, в пределах которого свет может усиливаться индуцированным излучением. Если этот диапазон достаточно мал, то имеет место одномодовый режим с шириной спектра меньше 1 нм. В противном случае в область _0,5 могут попасть два или более соседних максимумов, что соответствует многомодовому режиму с шириной спектра от одного до нескольких нм. FP лазер имеет далеко не самые высокие технические характеристики, но для тех приложений, где не требуется очень высокая скорость передачи данных, он, в силу более простой конструкции, наилучшим образом подходит с точки зрения цена-эффективность.

Следует отметить, что даже в том случае, когда соседние максимумы малы, то есть когда реализуется одномодовый режим излучения и мало, с ростом скорости передачи у FР лазера наблюдается перераспределение мощности в модах, которое приводит к паразитному эффекту — динамическому уширению спектра (до 10 нм при частоте модуляции 1−2 ГГц).

Этот эффект отсутствует у перечисленных трех других более совершенных типов лазерных диодов, отличающихся способом формирования оптического резонатора, и являющихся в некоторой степени модернизацией простого резонатора Фабри-Перо.

Лазерные диоды с распределенной обратной связью (DFB лазер) и с распределенным брэгговским отражением (DBR лазер). Резонаторы этих, конструктивно схожих типов представляют собой модификацию плоского резонатора Фабри-Перо, в которой добавлена периодическая пространственная модуляционная структура. В DFB лазерах периодическая структура совмещена с активной областью (рис. 17а), а в DBR лазерах периодическая структура вынесена за пределы активной области (рис. 17б).

Периодическая структура влияет на условия распространения и характеристики излучения. Так, преимуществами DFB и DBR лазеров по сравнению с FP лазером являются: уменьшение зависимости длины волны лазера от тока инжекции и температуры, высокая стабильность одномодовости и практически 100-процентная глубина модуляции. Температурный коэффициент /Т для FР лазера порядка 0,5−1 нм/^oС, в то время как для DFB лазера порядка 0,07−0,09 нм/^oС. Основным недостатком DFB и DBR лазеров является сложная технология изготовления и, как следствие, более высокая цена.

а б.

в Рис. 17.

Лазерный диод с внешним резонатором (ЕС лазер). В EC лазерах один или оба торца покрываются специальным слоем, уменьшающим отражение, и соответственно, одно или два зеркала ставятся вокруг активной области полупроводниковой структуры. На рис. 17 в показан пример ЕС лазера с одним внешним резонатором. Антиотражающее покрытие уменьшает коэффициент отражения примерно на четыре порядка, в то время как другой торец активного слоя отражает до 30% светового потока благодаря френелевскому отражению. Зepкало, как правило, совмещает функции дифракционной решетки. Для улучшения обратной связи между зеркалом и активным элементом устанавливается линза.

Увеличивая или уменьшая расстояние до зеркала, а также одновременно разворачивая зеркало-решетку (эквивалентно изменению шага решетки), можно плавно изменять длину волны излучения, причем диапазон настройки достигает 30 нм. В силу этого, ЕС лазеры являются незаменимыми при разработке аппаратуры волнового уплотнения и измерительной аппаратуры для BOСC. По характеристикам они схожи с DFB и DBR лазерами.

Основное преимущество лазерных диодов, как отмечалось выше, состоит в том, что они допускают непосредственную модуляцию простым изменением тока возбуждения. В соответствии с длиной волны излучения источники подразделяют на «коротковолновые», работающие в диапазоне 0,8…0,9 мкм, и «длинноволновые», излучающие на длинах волн от 1,2 до 1,7 мкм.

Ширина линии излучения лазерных диодов на основе р-n-перехода в GaAs не превышает 0,0017? и переход в этот режим осуществляется путем повышения тока накачки выше порогового значения, как показано на рис. 18. Обладают они и высоким КПД 70−80%. Такие лазерные диоды могут быть созданы буквально микронных габаритов, причем время установления в них излучения порядка 10^-12-10^-13 секунды. Это позволяет использовать их не только в ЛАСС и ВОСС, но и для создания сверхбыстродействующих схем и отдельных элементов для ЭВМ, сопрягаемых с оптическими системами связи.

В заключении отметим, что в лазерных диодах возможна также реализация и двухквантовых переходов, т. е. если имеется инверсия заселенности между двумя уровнями с разностью энергий hн, то возможна генерация на двух частотах н₁ и н₂ удовлетворяющих условию н₁ + н₂ = н.

Такие лазерные диоды могут обеспечить более быстрый рост плотности поля, чем в обычных лазерных диодах, а также должен реализовать практические возможности получения любой частоты н в пределах соблюдения приведенного условия.

При использовании оптической накачки для лазерных диодов обычно применяют рубиновый лазер. Так как глубина проникновения света в кристалле GaAs велика (? 0,3 — 0,4 мкм) возбуждается большой объем полупроводника, что позволяет получать значительную выходную мощность (? 200 кВт). Лазерные диоды с оптической накачкой можно использовать как преобразователи излучения одной длины волны в когерентное излучение другой длины волны.

Важными характеристиками источников излучения являются: быстродействие источника излучения; деградация и время наработки на отказ.

Быстродействие источника излучения. Экспериментально измеряемым параметром, отражающим быстродействие источника излучения, является максимальная частота модуляции. Предварительно устанавливаются пороги на уровне 0,1 и 0,9 от установившегося значения мощности светового излучения при низкочастотной модуляции прямоугольными импульсами тока. По мере роста частоты модуляции, т. е. при переходе на меньшие масштабы по временной шкале, форма световых фронтов становится более пологой. Для описания фронтов вводят времена нарастания _н и спада _с мощности излучения, определяемые как временные интервалы, за которые происходит нарастание от 0,1 до 0,9 и, наоборот, спад светового сигнала от 0,9 до 0,1. Максимальная частота модуляции определяется как частота входных электрических импульсов, при которой выходной оптический сигнал перестает пересекать пороговые значения 0,1 и 0,9, оставаясь при этом во внутренней области. Для светодиодов эта частота может достигать до 200 МГц, а у лазерных диодов — значительно больше (несколько ГГц). Времена нарастания и спада предоставляют информацию о полосе пропускания В. Если предположить, что они равны между собой (а это не всегда так), то полосу пропускания можно определить В = 0,35/_н (11).

Деградация и время наработки на отказ. По мере эксплуатации оптического передатчика его характеристики постепенно ухудшаются — падает мощность излучения, и, в конце концов, он выходит из строя. Это связано с деградацией полупроводникового слоя. Надежность полупроводникового излучателя определяется средней наработкой на отказ или интенсивностью отказов.

Лазерные диоды, выпускаемые десять лет назад, обладали значительно меньшей надежностью по сравнению со светодиодами. Однако в настоящее время, благодаря совершенствованию конструкций и технологии изготовления, удалось значительно повысить надежность лазерных диодов и приблизить их к светодиодам по времени наработки на отказ, которое составляет до 50 000 часов и более (5−8 лет).

Для организации передачи информации в ВОСС и ЛАСС кроме источника излучения требуются ряд устройства, без которых работа ПОМ невозможна. Наиболее сложными их них является модулятор.

4. Модуляторы и физические принципы работы.

Чтобы сигналы могли нести с собой информацию, их необходимо модулировать. В современных оптических системах используется весьма простой тип модуляции, а именно — амплитудная манипуляция с переключением (on-off keying), при которой сигнал либо присутствует (единица), либо отсутствует (нуль). Проблема заключается в том, чтобы сделать этот переход достаточно быстрым, чтобы его можно было использовать для передачи данных на предельно высоких скоростях.

Для модуляции оптического излучения используется большое количество физических принципов. Многие из этих принципов были развиты до появления лазеров, а некоторые являются результатами исследования физических явлений в связи с необходимостью конструирования широкополосных малогабаритных модуляторов с малым потреблением мощности для лазерных систем связи.

При непосредственной модуляции (direct modulation) управление включением и выключением светового источника может осуществляться путем изменения проходящего через него тока. В случае высоких скоростей передачи применение этого подхода сопряжено с определенными трудностями:

— Уровень выходной мощности, которую лазеры способны развивать, ограничен, что налагает свои ограничения на величину расстояния между усилителями либо между передатчиком и приемником.

— Скорость модуляции также оказывается ограниченной, что приводит к ограничениям на производительность сети.

— Непосредственная модуляция снижает различимость сигналов, т. е. разницу между высокоуровневым (единичный бит — ON) и низкоуровневым (нулевой бит — OFF) световыми сигналами, в результате чего величина допустимого расстояния между приемником и передатчиком также снижается.

— Возникающие нелинейные эффекты могут приводить к искажению аналоговых сигналов, используемых в сетях кабельного телевидения.

— Наконец, непосредственная модуляция увеличивает паразитную модуляцию длины волны, дополнительно увеличивая отрицательное влияние различных видов дисперсии, которые обсуждались выше. Паразитная модуляция длины волны проявляется в быстром изменении длины центральной световой волны лазера, вызванном изменением показателя преломления с увеличением или уменьшением пропускаемого через лазер тока.

Одним из основных потенциальных преимуществ лазерных систем связи является высокая частота оптического излучения. Это свойство позволяет реализовать передачу сверхширокополосной информации. Разумеется, использование такой потенциальной возможности требует исследования и разработки широкополосных оптических модуляторов.

На скоростях свыше 1 Гбит/с провайдеры используют внешние модуляторы. Так, принцип действия электрооптических модуляторов основан на электрооптическом эффекте, суть которого заключается в изменении показателя преломления некоторых материалов под воздействием приложенного к ним ЭП. Уменьшение RI (показателя преломления — refractive index) повышает скорость распространения света, увеличение RI — снижает.

В этих модуляторах свет расщепляется на два световодных канала. Если необходимо послать сигнал (ON), к обоим каналам прикладывается одинаковое напряжение. Если же необходимо выключить сигнал (OFF), то напряжение к ним прикладывается таким образом, чтобы в результате изменения показателя преломления RI фаза сигнала в одном канале оказалась смешенной по отношению к фазе сигнала в другом канале на 180^о. При объединении сигналов происходит их деструктивная интерференция, они взаимно погашают друг друга, результатом чего является отсутствие сигнала (OFF). Действительная картина процесса гораздо сложнее и включает в себя использование электрического напряжения различной полярности, однако общие закономерности приведенное описание передает правильно.

При конструировании модуляторов наиболее широко используются пять основных физических принципов модуляции: изменение мощности накачки, вариации спектра излучения, изменение поглощения излучения, оптико-механический и электрооптический эффекты. Некоторые из этих принципов неразрывно связаны с генерацией оптического излучения лазером, другие реализуются отдельными модулирующими блоками, помещенными, вне генерирующего лазера. В соответствии с этим методы модуляции можно разделить на внешние и внутренние (в зависимости от того, где расположен модулятор — внутри резонатора лазера или вне его). Внутренние модуляторы по сравнению с внешними выгодно отличаются более низкой подводимой мощностью, однако широкополосная модуляция в них ограничена полосой пропускания резонатора лазера. Кроме того, внутренние модуляторы уменьшают усиление резонатора лазера.

Модуляция изменением мощности накачки. При превышении некоторого порога мощности накачки лазер начинает генерировать когерентный свет, далее с увеличением мощности накачки линейно увеличивается мощность когерентного излучения. Таким образом, модуляция интенсивности излучения лазера может быть осуществлена путем амплитудной модуляции мощности накачки. При непрерывной аналоговой модуляции любая нелинейность между мощностью накачки и мощностью излучения лазера вызывает искажения.

Газовый лазер возбуждается постоянным током или радиочастотным электронным разрядом в газе, любой из этих способов может быть использован для амплитудной модуляции. Независимо от вида возбуждения процесс столкновения электронов определяет граничную частоту модулирующего сигнала значением около 100 кГц. В случае радиочастотного возбуждения частота модуляции должна быть меньше, чем частота возбуждающего напряжения.

В полупроводниковых лазерах модуляция может быть осуществлена накачкой амплитудно-модулированным источникам тока. Граничная частота модуляции в этом случае такая же, как граничная частота обычных полупроводниковых диодов. Однако на практике граничная частота модуляции часто зависит от конструкции внешней цепи, подводящей модулирующий сигнал к диоду (требуемые плотности токов обычно высоки).

Модуляция, основанная на явлении поглощения. Полоса поглощения оптического излучения в определенных кристаллах, таких, как, например, селенид кадмия, характеризуется резкой отсечкой в области низких частот. Этой отсечкой можно управлять путем приложения электрического поля. Этот эффект носит название эффекта Франца-Келдыша. Незначительный сдвиг края полосы поглощения приводит к значительному изменению в коэффициенте пропускания кристалла.

Оптическое поглощение p-n-перехода полупроводникового материала также можно изменять путем вариации ЭП (см. рис. 18). Как для кристаллов, так и для полупроводников граничная частота модуляции может простираться вплоть до частот СВЧ-диапазона. Недостатком модуляторов, основанных на эффекте поглощения, является низкая выходная мощность передатчика, поскольку имеет место значительное ослабление мощности оптического излучения в поглощающих материалах.

Рис. 18.

Модуляция спектра излучения (частотная модуляция). Частота колебаний лазера может изменяться в узком диапазоне частот путем изменения длины резонатора. Одним из удобных способов изменения длины резонатора является установка концевых зеркал резонатора на магнитострикционном материале, который изменяет свою длину пропорционально приложенному электрическому полю. Резонансная частота f_R резонатора равна.

f_R = nc/2L_c, (12).

где n — целое число;

с — скорость свата;

L_c — длина резонатора.

Изменение длины резонатора L вызывает изменение резонансной частоты.

(13).

При небольших изменениях длины.

(14).

Ширина полосы модуляции для многомодового лазера ограничивается частотным расстоянием между модами (например, 150 МГц при длине резонатора 1 м). Случайные механические смещения зеркал газового лазера могут легко привести к случайным сдвигам частоты до значений в 100 кГц, ограничивая нижний предел частотной модуляции. Частотный сдвиг в 1 МГц при длине волны 0,5 мкм (610¹⁴ Гц) требует относительного изменения длины резонатора L_c/L_c = l, 6710^-9, что вполне достижимо магнитострикционными материалами. Максимальная скорость, с которой может смещаться линия излучения, ограничивается значением около 100 МГц (эта цифра определяется инерционностью магнитострикционного материала).

При приложении магнитного поля (МП) к определенным твердым или газообразным материалам, через которые проходит луч лазера, происходит расщепление спектральной составляющей несущей частоты на составляющие, отличные от несущей на разностную частоту. Значение разностной частоты пропорционально интенсивности поля. Этот эффект называется эффектом Зеемана, и математически он выражается в виде.

(15).

где m — масса электрона и Н — напряженность МП в Эрст.

Расщепление частоты излучения лазера также происходит, когда луч лазера проходит через некоторые газообразные или твердые вещества, находящиеся под действием ЭП (эффект Штарка). Сдвиг частоты в этом случае равен.

(16).

где Е — напряженность электрического поля (В/см).

Для получения значительных частотных сдвигов требуются большие МП и ЭП. Ширина модуляционной полосы ограничивается скоростью изменения полей. Наиболее целесообразно использовать эффекты Зеемана или Штарка для медленной перестройки колебаний лазера в методе приема с гетеродинированием.

Оптико-механическая модуляция. В некоторых кристаллах и жидкостях наблюдается изменение коэффициента преломления вещества при механических деформациях. Изменение коэффициента преломления при приложении механических напряжений называется эффектом фотоупругости. Изменение коэффициента преломления может происходить также за счет пьезоэлектрического эффекта, в этом случае ЭП, приложенное к материалу, вызывает его механическую деформацию. Акустооптический эффект состоит в том, что три прохождении в веществе ультразвуковых колебаний в нем появляются области с механическими напряжениями, это приводит к изменению коэффициента преломления среды. Вызванные механическим путем изменения коэффициента преломления среды образуют центры дифракции для падающего света. Интенсивность и частота дифрагированного света пропорциональна механическому напряжению, которое, в свою очередь, пропорционально модулирующему сигналу. Модуляторы, основанные на эффекте фотоупругости и пьезоэлектрическом эффекте, имеют ограниченную полосу пропускания, что обусловлено механической инерционностью материала модулятора. Граничная частота акустооптического модулятора определяется временем прохождения ультразвуковой волны через сечение светового луча. Фокусируя луч лазера, можно обеспечить большую ширину полосы модуляции. Акустооптический модулятор представляет значительный интерес, так как в лазерных системах связи он может найти применение для перестройки частоты лазерного гетеродина.

На рис. 19 показана основная конфигурация акустооптического модулятора (где 1 — лазер; 2 — поглотитель ультразвуковых колебаний; 3 — луч +1-го дифракционного порядка f_c + f_m; 4 — луч нулевого дифракционного порядка f_c; 5 — луч 1-го дифракционного порядка f_c — f_m;fi', 6 — ультразвуковой преобразователь; 7 — амплитудно-модулированное колебание ультразвуковой частотой f_m; 8 — подмодулятор (возбудитель); 9- информационный сигнал; 10 — коллимированный луч f_с).

Рис. 19.

Рис. 20.

При распространении немодулированной ультразвуковой волны в среде (которой может быть кварц, сульфид кадмия, ниобат лития или просто вода) синусоидальные изменения коэффициента преломления n происходит с длиной волны, равной длине волны ультразвукового колебания, _s. Луч света, сколлимированный в узкий пучок, проходит через среду и рассеивается, образуя так называемые лучи первого дифракционного порядка. Лучи более высоких дифракционных порядков также образуются, но их интенсивности незначительны. Частота луча нулевого дифракционного порядка та же самая, что и падающего луча f_c. Частоты лучей l порядков равны соответственно f_c + f_m и f_c — f_m. Таким образом, частотная модуляция ультразвуковой волны обусловливает частотную модуляцию дифрагированных лучей. Амплитудная модуляция ультразвуковой волны вызывает модуляцию интенсивности каждого из трех дифрагированных лучей; другие легко устраняются с помощью диафрагмы, перекрывающей соответствующие области. Однако это приводит к потере мощности, что является недостатком рассмотренного способа модуляции.

Этого недостатка лишен акустооптический модулятор с брэгговским углом падения луча. Если луч лазера падает на ультразвуковую ячейку под углом Брэгга (рис. 20, где 1 — входное излучение лазера; 2 — поглотитель ультразвуковых колебаний; 3 — луч нулевого дифракционного порядка f_с; 4 — луч -1-го дифракционного порядка f_c — f_m; 5 — ультразвуковой преобразователь; 6 — подмодулятор (возбудитель); 7 — информационный сигнал), который определяется выражением.

(17).

где _с и _s — длины волн оптического и ультразвукового колебаний, то интенсивность дифрагированной волны +1-го дифракционного порядка уменьшается до нуля. Интенсивности лучей нулевого и -1-го дифракционного порядка соответственно равны:

(18).

(19).

где — параметр Рамана — Ната [4.16], равный.

(20).

и _n — толщина ультразвуковой ячейки, а n — изменение коэффициента преломления среды, вызванное ультразвуковой волной. Величина n зависит от нормального коэффициента преломления, электрооптического тензора и тензора напряжения, а точная формула зависит от характеристик среды и геометрических соотношений между направлениями распространения звуковой и световой волн. При больших значениях параметра Рамана-Ната и в идеальных экспериментальных условиях около 95% интенсивности лазерного луча может быть трансформировано в луч -1-го дифракционного порядка. Параметр Рамана-Ната обратно пропорционален длине волны и, следовательно, акустооптические модуляторы не эффективны при больших длинах волн.

Брэгговский модулятор может быть использован также для частотной модуляции. Для этого необходимо энергию основного луча трансформировать в луч 1-го дифракционного порядка и затем модулировать по частоте ультразвуковую волну [4.17].

Электрооптическая и магнитооптическая модуляция. Хорошо известно, что некоторые кристаллы и жидкости становятся двулучепреломляющими в присутствии ЭП или МП. В таких средах коэффициент преломления вдоль координатных осей зависит от ЭП или МП. Если приложить МП к магнитооптической жидкости, такой, например, как нитробензол, молекулы которой обладают магнитной и оптической анизотропией, то молекулы будут ориентироваться в направлении прикладываемого поля. Это явление называется магнитооптическим эффектом Котона-Мутона. При возбуждении некоторых веществ ЭП наблюдается аналогичное явление, называемое электрооптическим эффектом Керра. Ни тот ни другой эффекты (в жидкостях) не нашли широкого применения для оптической модуляции, поскольку эти жидкости являются ядовитыми и, следовательно, сильно затрудняют обращение с ними. Кроме того, длительное воздействие интенсивных полей часто приводит к химическому разложению указанных веществ.

Очень широкое применение в оптической модуляции нашел так называемый электрооптический эффект Поккельса, наблюдаемый в кристаллах. Эффект Поккельса проявляется в таких кристаллах, как дигидрофосфат калия (КН₂Р0₄) или КДР, дигидрофосфат амония (NН₄Н₂Р0₄) или АДР, хлористая медь (CuCl), ниобат лития (LiNbO₃), которые прозрачны в видимом диапазоне волн, и арсенид галлия (GaAs), который прозрачен в области до инфракрасных частот. Характеристики электрооптических кристаллов приведены в [4.20, 4.21, 4.22].

В электрооптическом кристалле коэффициент преломления n вдоль оси кристалла может быть представлен в виде ряда.

(21).

где Е — напряженность прикладываемого ЭП;

nкоэффициент преломления в отсутствии ЭП;

r — линейный электрооптический коэффициент;

R — квадратичный электрооптический коэффициент. В кристаллах, которые применяются для электрооптической модуляции, обычно используют либо линейную, либо квадратичную зависимость коэффициента преломления от приложенного поля.

Коэффициент преломления вдоль координатных осей (X, Y, Z) электрооптического кристалла в отсутствии ЭП связаны следующим уравнением оптической индикатрисы или уравнением эллипсоида коэффициентов преломления:

(X/n_X)² + (Y/n_Y)²+ (X/n_Z)² = 1. (22).

Рис. 21.

На рис. 21 а показана оптическая индикатрисса электрооптического кристалла в отсутствии внешнего поля. В присутствии ЭП уравнение для эллипсоида, приведенное к кристаллографическим осям, представляется следующим образом:

(23).

где ₁X, ₂ = Y, ₃ = Z. В общем случае влияние ЭП приводит к вращению эллипсоида по отношению к кристаллографическим осям и изменению его формы. На рис. 21 б показана оптическая индикатриса электрооптического кристалла в случае воздействия на кристалл ЭП. В данном случае эллипсоид просто вращается вокруг оси Z-кристалла. Известно, что индексы i, j, k и p в уравнении (23) могут быть записаны в виде таблицы 2.

При такой записи существует 18 линейных и 36 квадратичных электрооптических коэффициентов. Симметрия кристалла налагает определенные условия, заключающиеся в том, что ряд электрооптических коэффициентов r_mk и R_mn равны нулю или равны друг другу.

Таблица 2, 3.

В работе [4.23] приведены таблицы электрооптических коэффициентов для различных классов кристаллов. Для линейного электрооптического эффекта уравнение для эллипсоида может быть записано следующим образом:

(24).

Однако существует другая система координат (X, У, Z), оси которой совпадают с главными осями повернутого эллипсоида и в этой системе уравнение оптической индикатриссы запишется так:

(25).

Коэффициенты преломления n_X, n_Y, n_Z связаны с коэффициентами n_X, n_Y, n_Z соотношением преобразования координат через направляющие косинусы _i, _i, и _i, т. е. таблице Используя это преобразование и рассматривая только линейный электрооптический эффект, получим:

(26).

(27).

(28).

Если оптическая волна распространяется вдоль оси Z кристалла и линейно-поляризована под углом 45^о относительно оси X, то имеет место фазовый набег (задержка) Г между Xи Yкомпонентами волны, равный.

(29).

где Н_с — длина кристалла. Методы определения эллипсоида коэффициентов преломления и фазовой задержки электрооптического кристалла иллюстрируются следующими параметрами.

Тетрагональные кристаллы класса. Представителями этого класса кристаллов являются кристаллы КДР и АДР. Рассмотрим кристалл, в котором оптическая волна распространяется вдоль Z и ЭП приложено в том же направлении (рис.22). Совмещение направления ЭП и светового луча можно осуществить с помощью отверстий в электродах или используя оптически прозрачные электроды.

В рассматриваемых кристаллах квадратичные электрооптические коэффициенты пренебрежимо малы. Поэтому, а также благодаря симметрии кристалла единственными не нулевыми электрооптическими коэффициентами являются r₄₁ = r₅₂ и r₆ Выражение для оптической индикатрисы запишется следующим образом:

(30).

где n₀ и n_е — коэффициенты преломления обыкновенного и необыкновенного лучей. Это уравнение показывает, что оси Z и Z совпадают и что эллипсоид коэффициентов вращения на угол 45^о по отношению к кристаллографическим осям. Следовательно, в соответствии с рис. 22 направляющие косинусы ₃ = 1, ₁ = ₂ = ₃ = ₃ = 0, ₁ = ₂ = cos (/4) и —₂ = ₁ = sin (45⁰). Тогда из уравнений (26) и (27) коэффициенты преломления вдоль осей X и Y равны.

(31).

(32).

С хорошей степенью аппроксимации.

(33).

(34).

Фазовая задержка для волны, проходящей вдоль оси Z = Z и линейно-поляризованной вдоль оси X (т.е. под углом +45^о к оси Y), равна.

(35).

где V_Z = E_ZH_c — напряжение, прикладываемое к кристаллу. Следовательно, для кристаллов класса при приложенном ЭП вдоль оси Z и соответствующей ориентации фазовая задержка не зависит от длины кристалла.

Для КДР n₀ = 1,51, r₆₃ = 1,0310^-11, мВ, а напряжение, требуемое для того, чтобы задержка Г = радиан, (полуволновое напряжение), равно 11 кВ при длине волны 0,63мк. Для того чтобы понизить управляющее напряжение, кристаллы могут соединяться в виде каскадной схемы.

а б Рис. 22.

Кубические кристаллы класса. Представителям этого класса являются хлористая медь (CuCl) и сернистый цинк (ZnS). Вследствие кристаллической симметрии ненулевыми электрооптическими коэффициентами являются r₄₁ = r₅₂ = r₆ Если ЭП приложено вдоль оси Y перпендикулярно направлению распространения светового луча (рис. 23), то уравнение оптической индикатриссы имеет вид.

(36).

а б Рис. 23.

Эллипсоид вращается вокруг оси Y = Y на угол 45°. Из рис. 23 следует, что направляющие косинусы равны ₂ = 1, ₂ = ₁ = ₃ = ₂ = 0, ₁ = ₃ = cos (/4) и ₃ = -₁ = sin (/4). Коэффициенты преломления вдоль осей X и Y выражаются в виде:

Если оптическая волна, линейно-поляризованная под углом +45^о, по отношению к оси Х и распространяется вдоль оси Z, то фазовая задержка равна.

(37).

где D_c — толщина кристалла в направлении Y. Следовательно, фазовая задержка может быть увеличена для данного приложенного напряжения путем увеличения отношения длины кристалла к его толщине.

Гексагональные кристаллы класса 6. Для этого класса кристаллов ненулевыми электрооптическими коэффициентами являются:

r₁₂ = r₆₁ = - r₂₂,.

r₂₁ = r₆₂ = - r₁₁.

Уравнение эллипсоида коэффициентов преломления в плоскости Z = 0 для полей, приложенных вдоль осей X и Y, записывается в виде.

(38).

Если составляющие ЭП выражаются в виде E_X = Ecos и E_Y = sin, то эллипсоид коэффициентов преломления будет вращаться на угол относительно оси Z = Z. Уравнение эллипсоида в плоскости Z = 0 равно.

(39).

Фазовая задержка для оптической волны, распространяющейся вдоль оси Z, равна.

(40).

На основании рассмотренных физических принципов модуляции можем определить и возможные методы модуляции:

— ИМ реализуется изменением мощности накачки газового, полупроводникового и твердотельного лазеров, модуляцией поглощения, эффектами фотоупругости, пьезоэлектрическим, акустои электрооптическим;

— ЧМ реализуется изменением длины резонатора, эффектами Зеемана и Штарка и фотоупругости, пьезо-, акустоэлектрическим, и электрооптическим;

— АМ, ФМ и ПМ реализуются эффектами магнитои электрооптическим.

Наиболее практическими и широко используемыми принципами модуляции являются: модуляция мощности накачки полупроводниковых лазеров, акусто и электрооптическая модуляция.

Ниже будут подробно рассмотрены электрооптические модуляторы.

5. Электрооптические модуляторы.

Электрооптические модуляторы нашли широкое применение в системах лазерной связи. Они характеризуются следующими положительными факторами:

— на основе электрооптического эффекта можно реализовать все рассмотренные методы модуляции;

— возможна широкополосная модуляция;

— спектральный диапазон по несущей включает весь оптический диапазон;

— электрооптические кристаллы не очень дороги, и модуляторы просты по конструкции.

Ниже приводятся примеры конструкций электрооптических модуляторов оптического излучения по интенсивности, поляризации и частоте несущей. Находятся аналитические выражения, описывающие связь между приложенным напряжением и фазовой задержкой.

Электрооптический модулятор интенсивности излучения. Схема, поясняющая принцип действия электрооптического модулятора интенсивности излучения, показана на рис. 24. Ячейка Поккельса вносит фазовую задержку (фазовый набег бег) Г, линейно-пропорциональную приложенному напряжению.

Луч лазера интенсивности I_S линейно поляризуется под углом. 45° по отношению к эллипсоиду коэффициентов преломления кристалла. Анализатор, следующий за модулятором, ориентируется ортогонально поляризации излучения лазера, Таким образом, если к кристаллу ЭП не приложено, то луч лазера полностью ослабляется модулятором. Состояние поляризации лазера, ячейка Поккельса и анализатор могут быть представлены поляризационными матрицами, отнесенными к кристаллическим осям.

Рис. 24.

Матрица поляризации луча лазера имеет вид.

(41).

Модулятор с полной фазовой задержкой Г характеризуется операционной матрицей.

(42).

Матричный оператор анализатора.

(43).

Матрица поляризации луча на выходе модулятора.

(44).

Эта матрица характеризует линейно-поляризованный свет под углом -45° по отношению к оси X кристалла модулятора, Амплитуда электрического поля светового излучения пропорциональна sin (Г/2). Мнимая единица i соответствует фазовому сдвигу на 90° обоих компонент электрического поля Х и Y, входящих в модулятор, но в данном случае это обстоятельство не оказывает влияние на последующие выкладки. Интенсивность излучения на выходе модулятора.

(45).

На рис. 25 графически показана зависимость между отношением выходной интенсивности излучения ко входной в модуляторе и фазовым сдвигом Г. Так как фазовая задержка пропорциональна модулирующему напряжению, то при линейной аналоговой модуляции наблюдаются значительные искажения. Искажения могут быть сведены к минимуму подачей на кристалл постоянного ЭП (электрическое смещение), которое вносит четвертьволновую фазовую задержку Г = /2 (в отсутствии модулирующего напряжения).

Рис. 25.

Практически более конструктивным решением этого вопроса является применение четвертьволновой оптической пластины (оптическое смещение). Пластина устанавливается до или после ячейки Поккельса. Операционная матрица пластины, вносящей фазовую задержку в четверть длины волны (0,5) имеет вид.

(46).

Тогда результирующая поляризационная матрица на выходе модулятора.

(47).

Интенсивность излучения на выходе модулятора становится равной.

(48).

Таким образом, при отсутствии модулирующего напряжения интенсивность излучения на выходе модулятора равна половине интенсивности излучения на входе. В электрооптических кристаллах фазовая задержка линейно зависит от приложенного напряжения. Для приложенного синусоидального модулирующего напряжения фазовая задержка Г может быть записана в виде Г = K_mV_msin_mt, (49).

где K_m — постоянная пропорциональности;

V_m — максимальное модулирующее напряжение.

_m/2 — частота модуляции.

Тогда интенсивность на выходе модулятора.

(50).

Уравнение (50) может быть записано с применением функций Бесселя первого рода.

(51).

Таким образом, на выходе модулятора имеем постоянную составляющую с интенсивностью, равной 0,5 интенсивности излучения на входе модулятора, гармоническую составляющую основной частоты с относительной амплитудой, равной J₁(K_mV_m), и высшие гармоники основной частоты. Высшие гармонические составляющие характеризуют искажения модуляционного процесса. Величина искажений D_i определяется отношением корня квадратного из суммы квадратов амплитуд гармоник к амплитуде основной гармоники:

(52).

Коэффициент глубины модуляции M_IM в соответствии с уравнением (2.26) определяется как.

(53).

Если пренебречь искажениями, то коэффициент глубины модуляции становится равным.

(54).

Если необходимо получить модуляцию, близкую к 100%, нужно учитывать, что в этом случае третья и высшие гармонические составляющие становятся больше и, следовательно, искажения увеличиваются. На рис. 26 показана зависимость уровня искажений, связанных с наличием третьей гармоники, от коэффициента глубины модуляции.

Электрооптический поляризационный модулятор. В электрооптическом поляризационном модуляторе лазерный луч (интенсивностью I_S) линейно поляризуется под углом 45° но отношению к кристаллографическим осям ячейки Поккельса. Ячейка обеспечивает фазовую задержку пропорциональную приложенному напряжению.

Рис. 26 Рис. 27.

На выходе модулятора поляризационная матрица имеет вид.

(55).

Для четвертьволновой пластинки с «положительной» фазовой задержкой Г = /2 имеем.

(56).

Следовательно, имеет место левая круговая поляризация света. Для четвертьволновой пластинки с «отрицательной» фазовой задержкой Г = -/2 получаем.

(57).

Следовательно, световой луч имеет правую круговую поляризацию. Значение фазовой задержки, лежащей между Г = -/2 и Г = /2, определяют эллиптическую поляризацию со степенью эллиптичности прямо пропорциональной фазовой задержке.

Электрооптический частотный модулятор. На рис. 27 изображена схема электрооптического частотного модулятора. Ячейка Поккельса является кристаллом с тройной вращательной симметрией. Ортогонально приложенные к ячейке напряжения равны:

V_X = Vcos и V_Y = Vsin .

При этих условиях фазовая задержка Г линейно зависит от V. Эллипсоид коэффициентов преломления кристалла вращается на угол (относительно кристаллографический осей), который линейно пропорционален. Операционная матрица модулятора, отнесенная к кристаллографическим осям, получается следующим образом:

(58).

или после выполнения операции.

(59).

Лазерный луч (интенсивностью I_S) линейно поляризуется под углом 45^о по отношению к осям и далее проходит через четвертьволновую пластину. Результирующий световой луч, который поступает на модулятор, имеет правую круговую поляризацию и характеризуется поляризационной матрицей.

(60).

в которую включена функция времени e^it. Поляризационная матрица на выходе модулятора после некоторых тригонометрических преобразований имеет вид.

(61).

Таким образом, световое излучение на выходе модулятора состоит из двух лучей. Первый луч характеризуется правой круговой поляризацией, частотой несущей и амплитудой, пропорциональной cos (Г/2); второй — левой круговой поляризацией, частотой (- 2d/dt) и амплитудой, пропорциональной sin (Г/2).

При аналоговой ЧМ задержка Г устанавливается равной радиан для того, чтобы вся мощность лазерной-несущей была сосредоточена в составляющей с правой круговой поляризацией. Тогда ЧМ управляющего напряжения приводит к ЧМ оптической несущей. Для получения дискретной (двоичной) ЧМ необходимо установить желаемое значение (которое определяет требуемое частотное разделение между частотами передаваемых излучений) и затем манипулировать значение фазовой задержки Г (0 или) в соответствии с передачей «единицы» или «нуля».

После рассмотрения принципов наложения информационного сигнала на когерентное оптическое излучения следует обратиться к элементам, обеспечивающих эффективное функционирование системы связи.

6. Основные элементы ПОМ.

Для организации передачи оптических сигналов не достаточно иметь только источник излучения и устройства модуляции. В любой конструкции ПОМ есть ряд элементов, решающих вопросы обеспечения требуемого режима работы, диаграммы направленности излучения, предотвращение вибраций передатчика и ряд других требований (например, специальный держатель (housing), который позволяет закрепить и защитить составные элементы передатчика: источник излучения, узел электрического интерфейса и место сопряжения с волокном). Иногда требуются дополнительные внутренние элементы для оптимального подсоединения волокна. Важным элементом лазерных диодов является цепь тока накачки, и система контроля температуры. Для сложных лазерных систем добавляют выходной мониторинг оптического сигнала. Общая схема конструкции оптического передатчика, в которой не все элементы являются обязательными, показана на рис. 28.

Оптические передающие антенны Выходной луч лазерного передатчика часто необходимо коллимировать с помощью оптической антенны. Коллимирование позволяет уменьшить расходимость луча. Согласно теории дифракции расходимость луча обратно пропорциональна диаметру апертуры антенны. Следовательно, чем больше антенна, тем меньше ширина луча передатчика.

Рис. 28.

Антенна передатчика всегда должна быть сконструирована так, чтобы расходимость луча достигала дифракционного предела. Это условие минимизирует размеры антенны. Однако минимальная ширина луча ограничивается точностными требованиями нацеливания и сопровождения. Эти требования приводят к тому, что минимальная ширина луча составляет около 1 микрорадиана. Для длинноволнового участка оптического спектра такая ширина луча требует предельного диаметра апертуры передатчика около 10 м, для коротковолнового участка спектра максимальный диаметр апертуры составляет приблизительно 50 см.

а б.

Рис. 29.

При малых размерах апертур для конструирования антенн передатчика целесообразно использовать линзы. Две возможных конфигурации линзовых антенн (на рефракционной оптике) показаны слева на рис. 29. Для апертур с диаметром свыше нескольких сантиметров целесообразно использовать отражающую оптику Ньютона (а) или Кассегрена (б) (это обусловлено стоимостными и весовыми ограничениями). На рис. 29 справа приведены варианты таких антенн.

Кроме рассмотренных выше элементов в лазерных системах связи (на передающей стороне) широко используются фазовые пластинки, призмы, поляризаторы, анализаторы и оптические фильтры.

Фазовые пластинки. С помощью фазовой пластинки вводится точно фиксированный фазовый сдвиг между ортогональными составляющими электрического поля оптической волны. Фазовые пластинки применяются для преобразования линейной поляризации луча в круговую или наоборот и для компенсации нежелательного фазового сдвига в оптических элементах. Фазовые пластинки часто изготовляют из одноосных кристаллов. Для волны, распространяющейся вдоль направления, перпендикулярного к оптической оси, эти кристаллы характеризуются коэффициентом преломления n₀ (коэффициент преломления обыкновенной волны) для компонент волны с одной поляризацией и коэффициентом преломления n_е (коэффициент преломления необыкновенной волны) для компоненты волны ортогональной поляризации (рис. 30, геометрия фазовой пластины).

Рис. 30.

В результате эффекта двулучепреломления ортогональные составляющие волны, распространяются с различными скоростями и между ними возникает фазовый сдвиг. Кристаллографическая ось, ортогональная оптической оси, обеспечивающая минимальную задержку распространяющейся через кристалл волны, называется «быстрой» осью, другая ось называется «медленной» осью. Если оптическое излучение с длиной волны _с линейно поляризовано под углом 45° по отношению к «быстрой» оси, то фазовая задержка в кристалле длиной Н_с будет равна Г = 2(n_e — n₀)H_C/_c (62).

Если Г =, то кристалл называется полуволновой пластиной, если Г = /2, — четвертьволновой. В одноосных кристаллах, таких, как кальцит, при толщине кристалла 1 мм фазовая задержка равна суммарному числу длин волн плюс Г.

Призмы. Обычные стеклянные призмы часто используются в лазерных линиях связи для отклонения направления светового луча. Например, в оптическом гетеродинном приемнике часто применяется лучерасщепляющая призма. Она используется для того, чтобы скомбинировать ортогонально распространяющиеся сигнал и луч местного генератора в единый параллельный пучок. Важным элементом оптического приемника, выделяющего модулированный по поляризации сигнал, является оптический элемент, называемый призмой Волластона. Эта призма состоит из двух призм, изготовленных из биаксиальных кристаллов, которые coединены вместе, причем их оптические оси ориентированы, как показано на рис. 31. При падении на призму вертикально поляризованный луч отклоняется в одном направлении, горизонтально поляризованный луч отклоняется на тот же угол в противоположном направлении. Угол расхождения лучей зависит от конструкции призмы и составляет величину от нескольких градусов до 30^о.

Призма Волластона может быть также использована для комбинирования сигнала несущей и колебания местного гетеродина в оптической гетеродинной системе.

Рис. 31 Рис. 32.

Преимущество использования призмы Волластона состоит в том, что в приемном устройстве потери энергии несущей отсутствуют, чего нельзя сказать для случая, когда используется лучерасщепляющая призма или зеркало.

Поляризаторы и анализаторы. Поляризаторы и анализаторы осуществляют одно и то же физическое преобразование и различаются по способу их применения. Поляризатор преобразует неполяризованный световой луч в линейно поляризованный свет вдоль поляризованной оси, а анализатор пропускает составляющую вектора электрического поля только вдоль своей оси. Если линейно поляризованное излучение с амплитудой электрической составляющей, равной А, падает на поляризатор (анализатор) (рис. 32, где 1 — линейно поляризованный луч, 2 — оси анализатора) и плоскость поляризации повернута на угол относительно оси поляризатора (анализатора), то амплитуда выходящего луча будет равна Acos.

Широко используется в поляризаторах (анализаторах) поляроидная пленка, которая состоит из кристаллов аппатита, введенных в пластик. Кристаллы поглощают составляющую ЭП одного направления и пропускают ортогональную составляющую. Другим широко используемым типом поляризатора (анализатора) является призма Николя. Она изготовляется из двух кальцитовых или кварцевых призм, склеенных вместе канадским бальзамом, который имеет показатель преломления, промежуточный между показателями преломления для «обыкновенного» и «необыкновенного» лучей (рис. 33). Неполяризованное излучение (1) расщепляется на вертикально поляризованный (2) необыкновенный луч и горизонтально поляризованный (3) обыкновенный луч. Обыкновенный луч, отклоненный на большой угол, полностью внутренне отражается на границе связывающего вещества и попадает па грань кристалла, где он поглощается.

Рис. 33.

Необыкновенный луч попадает на связывающее вещество под угом, большим критического для полного внутреннего отражения, и проходит через кристалл.

Поставщики. Крупными поставщиками передатчиков являются фирмы: Epitaxx Inc., Ericsson Components Ab, Fujitsu Microelectronics Inc., Hamamatsu Corp., Hewlett-Packard, Hitachi, Lasertron Inc., Laser Diode Inc., NEC Electronics Inc., OKI Semiconductors, Optek Technology Inc., Optical Communication Product Inc., Ortel Corp., Siemens Corp. и др.

7. Приемные оптоэлектронные устройства.

волоконный оптический лазерный гетеродинный Фотоприемники и приемные оптоэлектронные модули (ПРОМ) являются важными элементами оптических систем. Их функция — преобразование оптического сигнала, принятого из свободного пространства или волокна, в электрический. Последний обрабатывается далее электронными устройствами.

Основными функциональными элементами фотоприемников и ПРОМ являются:

- фотоэлемент, преобразующий полученный оптический сигнал в электрическую форму;

- каскад электрических усилителей, усиливающих сигнал и преобразующих его в форму, пригодную к обработке;

- демодулятор, воспроизводящий первоначальную форму сигнала.

На практике функциональные элементы могут несколько отличаться у разных фотоприемников и ПPOM. Например, детектор типа лавинный фотодиод обеспечивает внутреннее усиление, в результате чего собственные шумы последующего усилителя становятся не столь значимыми, могут также отсутствовать демодулятор, или цепь принятия решения, поскольку электрический сигнал с выхода каскада усилителей приемлем для непосредственной обработки последующими устройствами, а могут для эффективной работы фотоприемника перед детектором устанавливается оптический усилитель, но все они получают сигнал от ВОЛС либо приемной оптической антенны.

Приемные антенны, как и передающие, могут быть отражательного или рефракционного типа. Как правило, в приемных устройствах нет необходимости коллимировать луч на входе детектора, поэтому фотодетектор может быть просто помещен в фокальную точку отражательной или рефракционной приемной антенны, как показано на рис. 34 (а — линзовая система, б — оптика Ньютона, в — оптика Кассегрена). Для оптических приемных систем с прямым детектированием желательно выбирать диаметр приемной антенны как можно большим. Это позволит обеспечить максимум сигнальной энергии на входе детектора. Знание фазы не является обязательным при прямом детектировании, поэтому аберрации оптической системы, такие, как дисторсия и астигматизм не имеют большого значения до тех пор, пока размер сфокусированной точки приемной антенны не превышает площади фотодетектора. Для гетеродинных и гомодинных оптических приемников размеры оптической антенны ограничены площадью когерентности принимаемого луча. Более подробно этот вопрос рассмотрен в следующих разделах.

На рис. 35 приведены функциональные элементы аналогового (а) и цифрового (б) фотоприемников. Аналоговые фотоприемники принимают аналоговый оптический сигнал и на выходе формируют аналоговый электрический сигнал. К аналоговым приемникам предъявляются требования высокой линейности преобразования и усиления сигнала при минимуме вносимых шумов — в противном случае возрастают искажения сигнала.

а б.

в Рис. 34.

На протяженных линиях с большим количеством приемо-передающих узлов искажения и шумы накапливаются, что снижает эффективность аналоговых многоретрансляционных линий связи.

При цифровой передаче не требуется очень точная ретрансляция форм импульсов. Цифровой приемник должен включать узел принятия решения или дискриминатор, имеющий установленные пороги на принятие сигналов 0 и 1, который распознает, какой сигнал пришел, устраняет шумы и восстанавливает необходимую амплитуду сигнала. Правильное выделение нужного сигнала может происходить при большом уровне шумов.

Различают синхронные и асинхронные режимы приема-передачи цифрового сигнала [6|.

При синхронном режиме битовый поток между приемником и передатчиком носит непрерывный характер.

При асинхронном режиме данные передаются в виде битовых последовательностей — пакетов. В промежутках между пакетами линия молчит — сигнала нет.

а б.

Рис. 35.

При синхронном режиме приема-передачи таймер приемника выделяет в приходящей битовой последовательности специальные сигналы — синхроимпульсы, на основании которых приемник регулирует свои часы.

При асинхронном режиме приема-передачи у приемника работает свой независимый таймер. Принимая преамбулу, таймер настраивает узел принятия решения так, чтобы определение приходящего бита выполнялось на его середине. Электрический сигнал, который выдает узел принятия решения, идет на частоте таймера. Так как есть погрешность у разных таймеров, то, по мере принятия последующих битов пакета, момент определения приходящего бита плавно смещается в одну из сторон относительно середины приходящего бита. Для правильной идентификации всех битов пакета важно, чтобы смещение за время принятия пакета не превысило 0,5 бита. Это приводит к ограничению на максимальную длину пакета. Чем меньше погрешность таймеров, тем большая длина пакета может использоваться для передачи.

Принципы работы фотоприемника Следует отметить, что для ослабления фонового излучения особенно в ЛАСС, перед фотодетектором устанавливаются оптические фильтры. Наибольшее применение находят следующие оптические фильтры: поглощающие, рассеивающее поляризационные и интерференционные. Поглощающие фильтры изготовляют из материалов, которые поглощают падающую энергию в определенных участках оптического спектра. На рис. 36 приведены кривые прозрачности некоторых материалов.

Поглощающие фильтры характеризуются относительно широкими полосами пропускания. Рассеивающие фильтры изготовляются из оптически прозрачных материалов, которые хорошо измельчены и взвешены в прозрачной среде с тем же самым показателем преломления на центральной длине волны фильтра. На центральной длине волны фильтр однородный, на всех других длинах волн частицы рассеивают излучение.

Рис. 36.

Полоса пропускания и центральная частота фильтра зависят от показателей преломления материалов, размеров частиц и толщины фильтра. В инфракрасном диапазоне с помощью рассеивающих фильтров может быть получена полоса около одного микрона. Если поляризация оптического излучения, падающего на оптический приемник, известна, то можно использовать поляризационный фильтр. Поляризатор, настроенный на плоскость поляризации оптической несущей, помещается перед двулучепреломляющей кристаллической пластиной, вносящей фазовый сдвиг. Кристалл вносит фазовый сдвиг между обыкновенным и необыкновенным лучами; фазовый сдвиг пропорционален оптической частоте. Длина кристалла выбирается таким образом, чтобы разность фаз была кратна 2 радианам на центральной частоте. На всех других частотах буде подавление излучения (интерференция). На рис. 37 показан фильтр — Лайота (Lyot), выполненный в виде каскадной конструкции из нескольких поляризаторов и фазосдвигающих кристаллических пластин. Каждая последующая кристаллическая пластина сделана вдвое толще чем предыдущая, поэтому у нее будет вдвое болыше максимумов и минимумов прозрачности в данном интервале длин волн.

Pиc. 37.

На рисунке приведены характеристики пропускания каждой комбинации фазовых пластин-поляризаторов и общая характеристика фильтра. Используя данную конструкцию, можно изготовить фильтры с полосой пропускания 5010^-8 м.

Интерференционные фильтры обеспечивают самую узкую полосу пропускания и могут быть выполнены для широкой области центральных частот. На рис. 38а показан один из видов интерференционных фильтров, изготовленный из полуотражающих металлических слоев, нанесенных на прозрачный диэлектрик. Металлические покрытия образуют интерферометр Фабри-Перо, имеющий узкую полосу пропускания, определяемую коэффициентами отражения металлических покрытий, показателем преломления диэлектрика и толщиной фильтра. Другой вид интерференционного фильтра — многослойный диэлектрический фильтр, показан на рис. 38б.

а б Рис. 38.

Фильтр состоит из чередующихся слоев материалов с высоким и низким показателем преломления, нанесенных на стеклянной подложке. Оптическая толщина центрального слоя равна половине длины волны, внешних слоев — четверти длины волны каждая. Внешние HLH диэлектрические наборы слоев действуют как сильно отражающие пластины резонатора Фабри-Перо, разделенные LL диэлектрической пластиной.

Преимущество, многослойных диэлектрических фильтров по сравнению с металлическими интерференционными фильтрами состоит в том, что диэлектрические пластины имеют более высокое отражение и более низкое поглощение, чем металлические пластины. На рис. 39 приведены характеристики пропускания некоторых интерференционных фильтров.

Как было сказано выше, за фильтрами следует, определяющий основные характеристики фотоприемника элемент — фотодетектор.

Лазеры и светодиоды излучают свет, который детекторы принимают. Они размешаются в приемных устройствах и обеспечивают преобразовывать сигналы из оптической формы в электрическую.

Рис. 39.

Основным элементом современных фотоприемных устройств систем связи являются различные полупроводниковые элементы на основе внутреннего фотоэффекта, при котором в результате поглощения фотонов с энергией, превышающей энергию запрещенной зоны, происходит переход электронов из валентной зоны в зону проводимости (генерация электронно-дырочных пар). При наличии электрического потенциала с появлением электронно-дырочных пар от воздействия оптического сигнала появляется электрический ток, обусловленный движением электронов в зоне проводимости и дырок в валентной зоне. Эффективная регистрация генерируемых в полупроводнике электронно-дырочных пар обеспечивается путем разделения носителей заряда. Для этого используется конструкция с р-n-переходом, которая называется фотодиодом. Из фотоприемников, применяемых в ЛАСС и ВОСС, получили распространение р-i-n-фотодиоды, лавинные фотодиоды, фототранзисторы.

Величина тока вырабатываемого фотодетектором, зависит от свойств материала, который определяет спектральный диапазон, в пределах которого может приниматься сигнал. Кремний пригоден для детектирования света в диапазоне длин волн 400−1100 нм, что близко к свойствам арсенида галлия (400−1000 нм). При больших длинах волн (800−1600 нм) используется германий, тогда как InGaAs и InGaAsP оказываются эффективными для детектирования оптических сигналов в ближней инфракрасной области, используемой в телекоммуникационных каналах.

Важными являются и ряд других характеристики и параметров детекторов. Это время отклика, которое определяет, насколько быстро данное устройство может отслеживать поступающие сигналы или на какой частоте оно может работать и шумовые характеристики, которые могут приводить к регистрации ложных сигналов, генерируемых в результате тепловых эффектов. Учет этих факторов особенно важен при определении минимального уровня входного светового сигнала, при котором данное устройство еще способно обеспечивать нормальную работу.

Основными параметрами фотодетектора являются.

1. Чувствительность интегральная (S) и монохроматическая (S), которые определяются поглощательной способностью элемента, принимающего излучения, но при измерении зависят также от спектральной характеристики излучения и поэтому измеряются с использованием стандартных излучателей. S подразумевает чувствительность по отношению к монохроматическому потоку излучения Ф измеренному в ваттах. На практике в зависимости от необходимости пользуются понятием токовой (S_i) и вольтовой (S_U) чувствительностей:

(63).

где I и U — изменение тока через фотодетектор (ФД) и появляющееся падение напряжения на ФД в результате действия Ф и Ф, причем вместо ватт в (63) могут стоять люмены. Зависимости величины S от длины волны называются спектральными характеристиками чувствительности ФД, которые являются основными характеристиками ФД и приведены для ряда используемых для ФД материалов и p-n-переходов на рис. 40, где по вертикальной оси отложен квантовый выход пропорциональный чувствительности.

2. Пороговый поток (Ф_П) и обнаружительная способность ФД (D_П = 1/Ф_П). Минимальный поток полезного излучения, который может быть обнаружен ФД, ограничивается шумами, называется пороговым потоком Ф_П и определяется величиной хаотического сигнала, появляющегося на выходе ФД в отсутствие полезного излучения.

Рис. 40.

Величину флуктуаций принято оценивать дисперсией, то есть средним значением квадрата отклонения случайной величины V от ее среднего значения V₀ за временной интервал, протяженность которого значительно больше периода флуктуации.

Среднеквадратичные значения флуктуаций напряжения на нагрузке в цепи ФД и тока ФД в указанной полосе частот определяют соответственно напряжение шума U_Ш и ток шума I_Ш и являются параметрами фотоприемников.

Шумы ФД можно подразделить на собственные (внутренние) шумы ФД и на радиационный (фотонный) шум (шум из-за флуктуаций излучения).

К основным видам собственных шумов ФД относятся:

— Шум дробового эффекта, характерный для приемников, использующих фотогальванический фотоэффект. Он вызывается флуктуациями прохождения носителей заряда через p-n-переход около некоторой средней величины. Для перехода с барьером Шотки и для p-n-перехода, имеющих вольтамперную характеристику.

I = I₀[exp (qU₀/kT) — 1],.

среднеквадратичное значение шума дробового эффекта определяется формулой Шотки:

(64).

где q — заряд электрона; U₀ — напряжение на переходе; kпостоянная Больцмана; Т — температура диода в Кельвинах; f — эквивалентная (эффективная) полоса пропускания частот усилителя регистрирующего шумы.

На нагрузке R_н в цепи ФД этот ток создает флуктуационное напряжение, среднеквадратичное значение которого.

(65).

Для случая лавинного фотодиода в формулах (64) и (65) следует заменить (I+2I₀) на I₀M²/[1 + (2f)²], где М — коэффициент умножения носителей, — время их пролета через диод, f — частота изменения света.

— Тепловой шум, обусловленный хаотическим тепловым движением носителей заряда в полупроводниках и определяемый по формуле Найквиста.

(66).

здесь R — сопротивление резистора.

— Генерационно-рекомбинационный шум, вызываемый флуктуациями скоростей генерации и рекомбинации носителей заряда, что приводит к флуктуациям концентрации свободных носителей заряда и, следовательно, к флуктуациям тока. Среднеквадратичное значение тока генерационно-рекомбинационного шума можно определить с учетом того, что при генерации и рекомбинации флуктуируют и электроны и дырки, давая согласно формуле Шотки суммарный дробовой шум, где q — заряд электрона, а I₀ — среднее значение тока. Но если учесть, что носители «живут» время, то лишь доля их равная /T внесет свой вклад в общий ток I₀, где Т — время движения носителей от одного электрода ФД до другого. Кроме того, из теории случайных процессов известно, что если они релаксируют с временем, то в правой части формул для должен появиться множитель 1/[1 + (2f)²], где f — средняя частота полосы f. При этом.

(67).

а среднеквадратичное значение напряжения на сопротивлении R_н нагрузки.

(68).

— Избыточный шум, объединяющий несколько видов шумов. Все они изменяются обратно пропорционально частоте и имеют место только при протекании тока через приемник, поэтому их называют также токовыми шумами или шумами, типа 1/f. Применительно к различным ФД этот шум в зависимости от его источника имеет специфические наименования. В фотоэмиссионных приемниках его называют шумом мерцания (фликкер-эффектом), в приемниках с внутренним фотоэффектом — модуляционным и контактным шумами. Истинная природа этого шума недостаточно ясна. Полагают, что источником избыточного шума являются поверхностные эффекты и электрические контакты. Поэтому этот вид шума связан с технологией изготовления и конструкцией прибора.

Среднеквадратичное значение тока избыточного шума.

(69).

где В — коэффициент пропорциональности; и — постоянные, характеризующие конкретный ФД (в большинстве случаев величина близка к 2, а лежит в диапазоне 0,8−1,5).

Среднеквадратичное значение напряжения избыточного шума фоторезистора.

(70).

где, А — постоянная, определяемая для каждого типа фоторезистора; R — сопротивление фоточувствительного слоя.

Избыточный шум наблюдается у ФД всех типов. Как правило, он является преобладающим по сравнению с другими видами шума при частотах до нескольких сотен герц.

— Радиационный (фотонный) шум, возникающий вследствие флуктуации числа фотонов фона и источника излучения. Под фоном понимают излучение от окружающих предметов, оказавшихся в поле зрения ФД, не связанное с полезным, рабочим, излучением. Радиационный фоновой шум по воздействию на приемник не отличается от полезного сигнала, поэтому он подвергается такому же преобразованию со стороны ФД, как и сигнал.

На выходе ФД среднеквадратичное значение напряжения радиационного шума определяется произведением флуктуаций потока излучения на вольтовую чувствительность ФД.

(71).

В ФД с внутренним усилением (лавинные фотодиоды, фототранзисторы) возникают дополнительные шумы, связанные со случайным характером механизма усиления.

Источники рассмотренных шумов статически независимы, поэтому среднеквадратичное значение напряжения полного шума равно корню квадратному из суммы средних квадратов его составляющих.

(72).

Пороговым потоком называется минимальный поток излучения на входе фотоприемника, который создает на выходе электрический сигнал U_н, равный по величине среднеквадратичному значению напряжения шума.

Минимальный сигнал U_н вызывается минимальным потоком излучения Ф_П, измеряемым в ваттах или люменах. Отношение этих величин является вольтовой чувствительностью фотоприемника S_u, так что можно записать откуда.

(73).

Поскольку шум ФД зависит от ширины полосы пропускания f усилителя, от этого же параметра зависит и величина порогового потока.

Поэтому для исключения зависимости порогового потока от измерительного устройства пороговый поток определяют в полосе 1 Гц:

(74).

где величина Ф_П1 имеет размерность ВтГц ^0,5 или ЛмГц^0,5.

Шумы, а значит, и пороговый поток ФД зависят от площади фоточувствительного слоя. Для учета этой зависимости и сравнения приемников различных типов и размеров служит параметр удельного порогового потока ФД Ф*_п. Это пороговый поток ФД в единичной полосе частот, отнесенный к единице площади, А фоточувствительного элемента (Ф*_п измеряется в ВтГц ^0,5м^-2 или ЛмГц^0,5м^-2):

(75).

Чем меньше по абсолютной величине пороговый поток, тем лучше качество прибора. Небольшими удельными пороговыми потоками обладают малошумящие ФД с высокой вольтовой, а следовательно, и токовой чувствительностью. Величину обратную пороговому потоку, называют обнаружительной способностью D:

(76).

а величину, обратную удельному пороговому потока. — удельной обнаружительной способностью D (Dизмеряется в Вт^-1Гц^0,5м², или Лм¹Гц^0,5м²):

(77).

Условия определения удельной обнаружительной способности указывают отдельно. Этими условиями являются: длина волны регистрируемого монохроматического излучения или температура абсолютно черного тела, частота модуляции сигнала, полоса пропускания усилителя, телесный или плоский угол, характеризующий поле зрения на окружающий фон. Например, запись D (400К, 800, 2,2) означает, что приводится удельная обнаружительная способность, измеренная при облучении приемника излучением абсолютно черного тела с T = 400 K, при частоте модуляции сигнала 800 Гц в частотной полосе f = 2 Гц, при фоне, воздействующем на ФД в телесном угле 2.

Если параметры Ф_п, Ф*_п, D и D* измеряют по отношению к монохроматическому излучению, то в их обозначениях указывают индекс длины волны излучения, например D*.

Параметры питания. Рабочее напряжение на ФД U_p, выбираемое с запасом по отношению к пробивному напряжению. Максимально допустимое напряжение (U_max), при котором отклонения от номиналов меньше допустимых. Допустимая мощность рассеивания (Р_доп), определяется разогревом ФД. Темновое сопротивление (R_Т) и темновой ток (I_Т) ФД, определяемые при U = U_p и при отсутствии потока излучения, падающего на ФД.

4. Инерционность, переходные и частотные характеристики ФД. Процесс инерционности ФД легко проследить на примере решения уравнения кинетики фотопроводимости, когда изменение во времени концентрации избыточных носителей N имеет вид.

(78).

где — среднее время жизни носителей до момента рекомбинации;

Ф — скорость световой генерации этих носителей в единице объема среды.

Решение этого уравнения при начальных условиях t = 0; N = 0 имеет вид.

(79).

и характеризует переходной процесс инерционного нарастания N во времени (передний фронт импульса фототока). А при начальных условиях t = 0; N = Ф решение N = Фe^-t/ определяет переходной процесс спада импульса фототока.

Видно, что чем меньше тем меньше инерционность фотопроводимости, но зато меньше и сам эффект фотопроводимости, то есть меньше чувствительность ФД, так как меньше стационарное значение N = Ф. Частотная характеристика ФД N = f (f), которую легко получить, решая (78) при Ф = = Ф₀sin2ft, имеет вид N = Ф/[1 + (2f)²]^0,5 и показывает, что амплитуда фототока (j ~ N_a) уменьшается при тем меньших f, чем больше, то есть 1/ определяет частоту завала частотной характеристики ФД. На практике кроме времени на все упомянутые характеристики влияет время релаксации переходных процессов в схеме (_CX) питания ФД. Если _CX >, то именно _CX и будет определять инерционность ФД.

5. Внешние характеристики — вольтамперная характеристика ФД (I = I (f)); энергетическая (световая) характеристика (I = I (Ф)) температурные характеристики — зависимости параметров и характеристик от температуры ФД.

Определив основные характеристики и параметры фотодетекторов, перейдем к рассмотрению простейших фотоприборов.

Фотодиодами называют полупроводниковые приборы, основанные на внутреннем фотоэффекте, использующие одностороннюю проводимость p-n-перехода, при освещении которого появляется ЭДС (фотогальванический режим) или (при наличии питания) изменяется значение обратного тока (фотодиодный режим). Фотодиоды (ФД) можно изготавливать на основе гомоперехода (p-n-перехода), гетероперехода и контакта n-полупроводника и металла (барьера Шотки).

Односторонняя проводимость (вентильный фотоэффект) возникает при освещении одной или обеих областей p-n-перехода. При работе ФД в фотогальваническим режиме в случае освещения n-области в ней образуются новые носители заряда — электроны и дырки. Они диффундируют к p-n-переходу, где дырки — переходят в p-область (обратный ток неосновных носителей), а электроны, для которых диффузионное поле p-n-перехода является запирающим, остаются в n-области. В результате при постоянном освещении в p-области накапливаются дырки, а в n-области — электроны. Это приводит к появлению фото-ЭДС, поле которой понизит одностороннюю проводимость p-n-перехода, что увеличит прямой ток основных носителей.

При разомкнутой внешней цепи и неизменном освещении прямой ток будет увеличиваться до тех пор, пока токи основных и неосновных носителей не уравновесятся, при этом между электродами p-n-перехода устанавливается некоторая разность потенциалов холостого хода V_x.x, возникающая под действием освещения.

При подключении к контактам фотодиода нагрузки и отсутствии освещения через p-n-переход и нагрузочное сопротивление потечет ток термически генерированных неосновных носителей I₀ называемый темновым током. При освещении появляется дополнительный фототок неосновных носителей I_Ф = S_iФ.

Общий ток в цепи ФД в фотогальваническом режиме определяется как.

(80.).

где U_R = IR_н — падение напряжения на нагрузке от протекающего в цепи тока.

Рис. 41.

Это выражение позволяет построить вольт-амперные характеристики фотогальванического режима (область II на рис. 41).

При работе ФД в фотодиодном режиме (используемом в фотоприемниках) к нему прикладывают обратное напряжение (область 1 на рис. 41). В этом случае в отсутствии освещения через p-n-переход и сопротивление нагрузки протекает обратный дырочный ток I₀. При освещении же n-области через p-n-переход и сопротивление нагрузки будет протекать дополнительный дырочный фототок неосновных носителей I_Ф. Суммарный ток в цепи будет складываться из темнового тока и фототока неосновных носителей. Выражение для вольт-амперной характеристики фотодиодного режима имеет вид.

(81).

где U — напряжение внешнего источника.

Рассмотрим схемы включения, вольт-амперные характеристики и выбор нагрузки ФД.

В фотогальваническом режиме работы ФД напряжение на p-n-переходе определяется током, протекающим в цепи нагрузки, согласно формуле (80).

Если R_н, то ток во внешней цепи I = 0, а вместо U_R в (80) можно подставить значение U_xx — напряжения холостого хода После преобразований найдем напряжения холостого хода.

(82).

Линейность характеристики U_xx = f (Ф) наблюдается только на начальном участке при I_Ф << I₀. Чтобы получить максимальную вольтовую чувствительность, соответствующую R_н =, продифференцируем уравнение (82).

(83).

где I₀ — темновой ток насыщения при Ф = 0, I_Ф = S_iФ, R₀ = kT/qI₀ — сопротивление p-n-перехода при нулевом напряжении.

Для комнатной температуры.

(84).

Можно получить приближенные формулы при I_Ф << I₀:

а при I_Ф << I₀.

Видно, что вольтовая чувствительность в фотогальваническом режиме уменьшается с увеличением потока излучения, падающего на ФД.

Фотогальванический режим не требует источника питания и обеспечивает существенно меньшие шумы, что часто компенсирует потери чувствительности, так как позволяет реализовать большее отношение сигнал/шум (с/ш). ФД в фотогальваническом режиме имеют малой внутреннее сопротивление, поэтому их используют в цепях с малым сопротивлением нагрузки.

В фотодиодном режиме (область I рис.41) при изменении сопротивления нагрузки меняется угол наклона прямых, tg = I/R = I/U_н. Поменяем для области I знаки полярности напряжения и тока на рис. 41.

При этом падение напряжения на нагрузке и ФД будут соответственно.

U_н = IR_н; U_ФД = U — IR_н.

Ток внешней цепи в фотодиодном режиме при приложении напряжения питания U в запирающем направлении I = I₀ + I_Ф. Откуда.

IR_н = U_н = S_iФR_н + I₀R_н.

Продифференцировав это выражение, получим формулу для интегральной вольтовой чувствительности ФД.

S_U = dU_н/dФ = S_iR_н. (85).

Таким образом, чтобы повысить вольтовую чувствительность, необходимо увеличить сопротивление нагрузки R_н. Максимальное значение R_нmax связано с максимальным потоком излучения, который можно зарегистрировать ФД, следующим соотношением:

R_нmax = U/(I_фmax + I₀) = U/(S_iФ_max + I₀). (86).

При этом точка пересечения прямой нагрузки с вольт-амперной характеристикой, соответствующей максимальному потоку излучения Ф_max, должна лежать в области диодного режима.

С учетом выражения (84) можно получить приближенные формулы для S_Umax при I_Ф >> I₀ S_Umax U/Ф_max, и S_Umax S_i(U/I₀) при I_Ф << I₀.

Если I_Ф >> I₀, то максимальная вольтовая чувствительность не зависит от параметров ФД, а если I_Ф << I₀, то она тем больше, чем меньше значение темнового тока I₀. При работе ФД с модулированным сигналом от объекта на фоне немодулированной фоновой засветки целесообразно иметь минимальную вольтовую чувствительность по постоянному току (от фона) и максимальную по переменному току (от объекта). Для этого используют трансформаторную или дроссельную схемы включения ФД, позволяющие получить большое сопротивление по переменному току (индуктивное сопротивление) и малое по постоянному току (активное сопротивление).

ФД в фотодиодном режиме обладают значительным внутренним сопротивлением и применяются в цепях с большим сопротивлением нагрузки.

Работа с малыми сигналами в фотогальваническом режиме предъявляет особые требования к усилителю, который должен при больших коэффициентах усиления иметь малый уровень шума, что ограничивает использование этого режима в фотоприемниках.

Постоянная времени ФД (_ФД) определяется временем пролета носителей от места их генерации под действием освещенности (в тонком поверхностном слое) до p-n-перехода, где они рекомбинируют, и постоянной времени схемной релаксации _р (RC-цепочка ФД), которая обычно у ФД не превышает 10^-9 с. Поэтому при глубине залегания p-n-перехода (толщине базы) в несколько микрометров время переноса неосновных носителей составляет 10^-7 — 10^-8 с, что и определяет _ФД.

Рис. 42.

Помимо планарных фоторезисторов (не применяемых в фотоприемниках из-за низкого квантового выхода и значительных шумов) существуют фоторезисторы со структурой металл-полупроводник-металл (м-п-м), которые могут использоваться в системах с высокой интенсивностью оптического излучения. Типовые конструкции такого фоторезистора и фотодиода показаны на рис. 42, а (фоторезистор) и рис. 42, б (фотодиод), где КС — контактный слой; П — подложка; ФПС — фотопроводящий слой; Б — база ФД.

Конструкции ФД с барьером Шотки и гетероструктурных ФД похож на конструкции светодиода, причем ФД на основе диода с барьером Шотки имеют на приемной поверхности тонкую (2−10 нм) пленку золота, мало поглощающую свет, которая контактирует с полупроводником n-типа, расположенным глубже, причем если этот полупроводник GaP, то такой диод хорошо принимает ультрафиолет (максимум спектральной характеристики приходится на 0,4 мкм). Приемная поверхность полупроводниковых ПИ в наиболее ответственных случаях покрывается тонкой согласующей пленкой, имеющей толщину 0,25(_отнп)^0,5, где — принимаемая длина волны света, _отнп =(_отн)^0,5 — относительная диэлектрическая проницаемость материала пленки, причем _отн — относительная диэлектрическая проницаемость среды, которую покрывает пленка («голубая оптика»).

Лавинные и p-i-n фотодиоды В быстродействующих фотоприемниках с полосой частот до нескольких гигагерц применяются фотодиоды с p-i-n-структурой и лавинные фотодиоды (ЛФД).

ФД с p-i-n-структурой состоит из n⁺-подложки, слаболегированного слоя (i-слоя) и тонкого p⁺— слоя толщиной 0,3 мкм. При приложении обратного смещения обедненный слой распространяется на весь i-слой и слой собственной проводимости. В результате уменьшается емкость перехода, расширяется область поглощения света и повышается чувствительность ФД. Падающий свет, затухая по экспоненциальному закону в зависимости от значения коэффициента поглощения, вызывает появление фотовозбужденных носителей заряда. Фотовозбужденные носители, появившиеся в обедненном слое, ускоряются ЭП обедненного слоя (10³ В/см) до скорости насыщения дрейфа (~ 10⁷ см/с). Эту область называют областью дрейфа. Так как фотовозбужденные носители за пределами обедненного слоя в р⁺— и n⁺-слоях движутся за счет диффузии, то их скорость движения, равная 10⁴ см/c, оказывается на три порядка ниже скорости дрейфа. Этот диффузионный ток является причиной ухудшения быстродействия ФД, которое проявляется в виде «хвоста» импульсной характеристики. Поскольку эти возбужденные носители перемещаются на расстояние порядка диффузионной длины и рекомбинируют, то тем самым уменьшается квантовый выход. Чтобы одновременно удовлетворить требованиям быстродействия и высокого квантового выхода, необходимо, чтобы область поглощения света находилась в обедненном слое. Для этого при проектировании фотодиода делают р⁺-слой как можно тоньше, а толщину i-слоя выбирают большей длины поглощения света (1/). При этом длина поглощения для кремния на длине волны 0,8 мкм составляет 10−20 мкм, а величина рабочего напряжения, необходимая для получения достаточно широкого обедненного слоя, оказывается сравнительно низкой — порядка 1−20 В.

В ЛФД обедненный слой, возникающий при приложении обратного напряжения, также необходимо рассматривать как область поглощения света; однако для создания ударной ионизации с помощью фотовозбужденных носителей рядом с p-n-переходом создают область с высоким значением напряженности электрического поля (более 10⁵ В/см), которую рассматривают как область лавинного умножения. Если фотовозбужденные носители, возникшие в результате поглощения света в области дрейфа, инжектируют в область лавинного умножения, то под действием непрерывной ударной ионизации возникнет лавинное умножение фотовозбужденных носителей. Обычно ЛФД, благодаря эффекту лавинного умножения, обладают большей чувствительностью по сравнению с обычными ФД. Если напряжение смещения обозначить через U, а напряжение пробоя через U_п, то коэффициент умножения М приближенно может быть представлен эмпирической формулой:

где n = 2 — 6 (87).

Он принимает различные значения в зависимости от напряжения смещения. При U U_п с повышением напряжения происходит резкое увеличение коэффициента умножения, который может принимать высокие значения порядка М 1000. С другой стороны, коэффициент умножения сильно изменяется при изменении напряжения и температуры, что является недостатком. При этом температурный коэффициент изменений напряжения пробоя составляет 0,2%/^oC. В схеме питания ЛФД необходимо предусмотреть меры, которые бы устраняли влияние этих изменений.

а б Рис. 43.

На рис. 43 приведены конструкции ЛФД и p-i-n-ФД, где 1 — просветляющая пленка; 2 — электрод (омический контакт); 3 — защитное кольцо; 4 — изоляция. Эти конструкции могут изменяться в зависимости от свойств материалов. Для предотвращения отражения света от поверхности все ФД покрываются просветляющей пленкой. Защитное кольцо по периметру p-n-перехода служит для повышения напряжения пробоя, предупреждения локального лавинного пробоя (микроплазмы) и осуществления равномерного лавинного усиления. В кремниевом ЛФД из-за расширения обедненного слоя до 20 мкм и более рабочее напряжение падает. Поэтому область обедненного слоя формируют в виде p ()-слоя низкой концентрации, а лавинную область, требующую большой напряженности ЭП, — как р-слой с высокой концентрацией носителей. На рис. 42, а приведена конструкция кремниевого ЛФД со структурой n⁺pp⁺, где уменьшением напряженности электрического поля в области лавинного умножения оказывается возможным получить широкий обедненный слой с высоким квантовым выходом. Распределение потенциала в р-i-n — и в лавинном фотодиоде приведена на рис. 4 При этом напряжение пробоя оказывается низким, а быстродействие — высоким. Например, при U_п = 100 — 150 В быстродействие оказывается равным приблизительно 300 пс.

а б Рис. 43.

Быстродействие ЛФД ограничено временем пробега фотовозбужденных носителей и постоянной времени RC-цепочки. В области дрейфа скорость дрейфа достигает ~ 10⁷ см/c, так что время пробега при ширине обедненного слоя 100 мкм оказывается небольшим, около 1 нс. При ширине несколько десятков микрометров и ниже получается быстродействие порядка нескольких ГГц. Электростатическая емкость определяется суммой паразитной емкости корпуса и емкости перехода, зависящей от диаметра фотоприемной части и обедненного слоя. Она составляем 1−2 пФ. Следовательно, если сопротивление нагрузки положить равным 50 Ом, то постоянная времени RC-цепочки будет составлять 50−100 пс.

Эффективность (квантовая) обедненной области в рабочем диапазоне длин волн достаточно высока ~ 80−100%. Однако часть падающего излучения испытывает френелевское отражение от фоточувствительной поверхности из-за скачка показателей преломления на границе между этой поверхность и средой. Для уменьшения отражения приемную поверхность обедненного слоя покрывают антиотражающим слоем — специально подобранным прозрачным для длины волны излучения, материалом толщиной кратной /4 и показателем преломления, равным (n₁n₂)^0,5, где n₁ и n₂ — показатели преломления i-слоя и воздуха Особенностью работы ЛФД являются более высокое рабочее напряжение по сравнению с р-i-n-фотодиодами и повышенная температурная чувствительность коэффициента умножения. Это требует использования специальной электрической цепи, вырабатывающей необходимое рабочее напряжение, а также системы термостабилизации.

Фототранзисторы.

Биполярным фототранзистором (ФТ) называют полупроводниковый приемник излучения на основе использования внутреннего фотоэффекта с двумя p-n-переходами и с дополнительным усилением фототока на втором p-n-переходе. Такой ФТ состоит из монокристалла полупроводника n-типа (рис. 44, а) — базы, — в котором с двух сторон созданы сплавные p-n-переходы — коллекторный и эмиттерный.

а б в Рис. 44.

Значительное усиление фототока ФТ наблюдается при его включении с «оборванной» базой, эквивалентная схема которого дана на рис. 44, б. При этом на эмиттерный переход подается напряжение в прямом, а на коллекторный — в запирающем направлении.

Входным сигналом для ФТ служит падающий поток излучения Ф (h), который и управляет током в цепи. Когда ФТ не освещен, через него протекает ток, определяемый неосновными носителями, инжектированными из эмиттера, прошедшими базу и достигшими коллектора. Несмотря на то, что переход база-эмиттер включен в прямом направлении, число дырок, инжектированных эмиттером на базу, невелико, а сам ток фактически мал. Объясняется это тем, что дырки накапливаются в базе вследствие отсутствия компенсирующих отрицательных зарядов, которые не могут туда поступать из-за ее обрыва.

При облучении образующиеся дырки диффундируют к эмиттеру и коллектору. Дырки, пришедшие к коллектору, увеличивают его ток, а электроны создают избыточный не скомпенсированный отрицательный объемный заряд, уменьшающий потенциальный барьер перехода эмиттер-база и резко увеличивающий поток дырок из эмиттера в область базы. Эти дырки, пройдя базовую область, попадают на коллектор и еще больше увеличивают ток ФТ, причем ток за счет дырок, вызванных отрицательным объемным зарядом в области базы, превосходит значение тока, определяемого дырками, генерированными в базе первоначально под действием света. Таким образом, усиливается фототок. Если есть базовый вывод, его можно использовать для выбора начального режима и стабилизации рабочей точки ФТ при изменении окружающей температуры.

Благодаря усилению фототока интегральная чувствительность ФТ выше, чем у ФД, и достигает 0,2−0,5 А/мЛм. Вольтовая чувствительность ФТ сравнима с ФД, так как темновой ток ФД больше, а рабочее напряжение питания меньше (3В). Вольт-амперные характеристики аналогичны ФД. ФТ имеют меньшее внутреннее сопротивление, и их характеристики обладают большей крутизной, чем у ФД. Световые характеристики ФТ линейны в широком диапазоне.

По постоянной времени и частотным характеристикам ФТ уступают ФД, так как эмиттерный переход имеет большую емкость (примерно 10⁵ пФ/см²), что увеличивает постоянную времени схемной релаксации (постоянная времени ФТ 10^-4 — 10^-6, с).

Кроме схемы включения с оборванной базой, рассмотренной выше, для ФТ разработаны специальные схемы включения, учитывающие необходимую стабильность его работы при изменении температуры окружающей среды. Повышения стабильности работы ФТ добиваются применением компенсирующих элементов и отрицательной обратной связи по переменному току.

Полевые ФТ имеют три электрода: исток, сток и затвор (рис. 44, в). Между истоком и стоком образуется фоторезистивный проводящий канал, сопротивление которого изменяется при его облучении и зависит также от потенциала затвора. Затвор отделен от проводящего канала p-n-переходом, ширина которого модулируется потенциалом затвора. Расширение перехода уменьшает сечение канала и увеличивает его сопротивление, сужение — наоборот.

Переход затвор-канал можно рассматривать как фотодиод, в цепи которого фототок I_ФД, пропорциональный потоку излучения, вызывает на резисторе R_З падение напряжения U_З = R_ЗI_ФД, что приводит к изменению потенциала затвора. Как и в обычном полевом транзисторе, при изменении потенциала затвора изменяется ток стока:

I_С = SU_З = SR_ЗI_ФД,.

где S-крутизна характеристики передачи dI_C/dU_З при U_CИ = const.

Отсюда токовая чувствительность полевого транзистора.

S_iПТ = I_С/Ф = SR_ЗI_ФД/Ф = SR_ЗS_iФД, (88).

где S_iФД — токовая чувствительность фотодиода.

Из выражения (88) следует, что токовая чувствительность полевого фототранзистора по сравнению с токовой чувствительностью фотодиода увеличивается в SR_З раз.

Энергетические характеристики полевых фототранзисторов линейны лишь в определенных пределах изменения потока излучения. При больших уровнях потока излучения потенциал затвора становится столь малым, что его изменения практически перестают влиять на ток стока, который близок к максимальному значению. Инерционность полевого фототранзистора определяется инерционностью цепи затвора и временем пролета носителей заряда через канал. Постоянная времени полевого фототранзистора составляет 10^-7с для малых потоков излучения.

8. Технические характеристики фотоприемников.

Факторы, влияющие на технические характеристики фотоприемников, сложны и сильно взаимосвязаны между собой. На первый взгляд может показаться, что достаточно выбрать только три параметра — чувствительность, быстродействие, цену. На практике эти факторы часто оказываются зависящими от других факторов, включая рабочую длину волны, выбор волокна и передатчика, темновой ток, шумовые характеристики, тип кодировки передаваемого сигнала и др.

Ниже рассмотрены главные из них: токовая чувствительность; квантовая эффективность; темновой ток; время нарастания и спада; эквивалентная мощность шума; соотношение с/ш и чувствительность аналоговых систем; частота появления ошибок и чувствительность цифровых систем; насыщение ПРОМ; максимально допустимое обратное напряжение; рабочий диапазон температур; наработка на отказ.

Таковая чувствительность (монохроматическая) S_i (А/Вт) определяется как S_i = I_i /Р (), где I_i — фототок, а Р () — полная оптическая мощность излучения на длине волны, падающего на фоточувствительную площадку. Токовая чувствительность характеризует фотоприемник при низких частотах модуляции.

Квантовая эффективность (безразмерная величина) определяется как = N_q/N_i, где N_i — количество фотонов, падающих за единицу времени на приемник, а N_q — количество рожденных в результате этого свободных электронов (или электронно-дырочных пар). Квантовая эффективность для р-i-n-фотодиодов не может быть больше 1 (100%). Кривые квантовой эффективности в зависимости от длины волны для разных материалов приведены на рис. 40.

Между токовой чувствительностью и квантовой эффективностью существует простая связь S_i = q/hc, где q — заряд электрона (1,601 010^-19 К), — длина волны, h — постоянная Планка (6,6310^-34 Джсек), с — скорость света (3,0010⁸ мсек). С подстановкой значений констант получаем S_i = /1,24. На основании зависимостей рис. 40 легко оценить значения токовой чувствительности для разных материалов и разных длин волн. Типичное значение токовой чувствительности для р-i-n-фотодиодов в их рабочих диапазонах составляет 0,5 — 0,8 А/Вт, а для лавинных фотодиодов 20 — 60 А/Вт (табл. 4.3). Характеристики и S_i используют при создании фотоприемников и ПРОМ, когда необходимо согласовывать последующий каскад электронных усилителей.

Темновой ток I_т (А) протекает при обратном смещении через нагрузку в отсутствии падающего на фотодиод излучения. Его величина зависит от материала полупроводника, температуры окружающей среды, конструкции фотоприемника. Максимальные значения этот ток утечки имеет в фотодиодах, изготовленных из германия, и составляет от долей до единиц миллиампера (табл. 1. Этот ток добавляется к току полезного сигнала, когда на фотодиод поступает свет.

Таблица 1.

Для изучения шумовых характеристик приемника используются также еще два шумовых тока: дробовой ток I_др — для р-i-n-фотодиода I_др = (2eI_тВ)^0,5, где е — заряд электрона, I_т — темновой ток, В — полоса пропускания (частота модуляции); и тепловой Джонсоновский ток I_t — I_t = (4kТВ/R)^0,5, где k — постоянная Больцмана (1,3810^-23 ДжК^-1), Т — абсолютная температура (К), В — полоса пропускания, R — сопротивление (Ом). Полный шумовой ток I_У определяется, как среднее квадратичное дробового и теплового токов I_У = (I²_др + I²_t)^0,5.

Время нарастания _p (спада _c) — это самая важная динамическая характеристика фотоприемника. Она определяется как время, необходимое выходному сигналу, чтобы возрасти от уровня 0,1 до 0,9 (упасть от 0,9 до 0,1) от установившегося максимального значения при условии, что на вход подаются строго прямоугольные импульсы света большой длительности. Эти времена зависят от геометрии фотодиода, материала, напряженности электрического поля в слаболегированной области, температуры. Максимальная из двух величин (обычно _p) берется в качестве характеристики времени отклика фотоприемника. С увеличением частоты модуляции входных оптических импульсов максимальное значение фототока уменьшается. Предельная частота определяется как частота модуляции, при которой токовая чувствительность составляет 0,707 от значения токовой чувствительности при низких частотах модуляции.

Если внутренние задержки прямо не влияют на полосу пропускания или скорость передачи, то времена нарастания и спада главным образом определяют полосу пропускания. Различные фотоприемники могут очень сильно отличаться по быстродействию (табл. 1) Наиболее быстрыми являются р-i-n-фотодиоды. У лавинных фотодиодов увеличение коэффициента умножения сопровождается уменьшением быстродействия по сравнению с р-i-n-фотодиодами. Наиболее медленными являются фототранзисторы.

Эквивалентная мощность шума Р_ш(Вт) — это одна из наиболее важных характеристик, учитывающих шумовые свойства фотоприемников. Она определяет минимальную мощность оптического сигнала на входе фотоприемника, при которой отношение с/ш равно единице, и вычисляются по формуле Р_ш = I_У/S_i,.

где I_У — полный шумовой ток.

По определению, эквивалентная мощность шума пропорциональна квадратному корню из полосы пропускания. Р_У можно пронормировать, поделив на B^0,5. Такая нормированная эквивалентная мощность шума имеет размерность ВтГц^-0,5 и не зависит от полосы пропускания. Например, если фотодиод имеет темновой ток 2 нА, дробовое сопротивление R = 510⁸ Ом, токовую чувствительность S_ph = 0,5 А/Вт, и полную полосу пропускания В =1 Гц, то дробовой ток I_др = 2,510^-14 А, тепловой ток I_t = 5,610^-15 А, полный шумовой ток I_У = 2,610^-14 А и эквивалентная мощность шума Р_У = 5,110^-14 Вт.

В фотоприемниках, применяющихся в ВОСС, имеет место доминирование дробового тока над тепловым, это связано с тем, что на фотоприемник подается обратное напряжение смещения, приводящее к темновому току, который, в свою очередь, влияет на дробовой ток. Только при нулевом напряжении смещения темновой и, следовательно, дробовой токи отсутствуют.

Главная функция фотоприемника — это как можно более точное воспроизведение оптического сигнала, получаемого из свободного пространства в ЛАСС или оптоволокна в ВОСС. Две фундаментальные характеристики влияют на то, как хорошо фотоприемник справляется с этой задачей: амплитуда входного сигнала и уровень шумов.

Соотношение с/ш и чувствительность аналоговых систем. Для аналоговых систем отношение с/ш измеряется количественно. На практике приемлемое соотношение с/ш зависит от приложения — для одних хорошим соотношением может быть величина 50−60 дБ, для других 30 дБ. Зная Р_У и требования к отношению с/ш, можно определить минимальный входной сигнал Р_{У min} — чувствительность аналогового фотоприемника или ПРОМ, при котором вносимые искажения и шумы будут в пределах нормы. Этот параметр указывается производителями для фотоприемников при поставке сетевого оборудования с вполне определенной областью приложения. Если входной сигнал ниже чувствительности приемника, то соотношение с/ш может быть не достаточно большим, чтобы корректно выполнялось данное приложение. Принятой единицей измерения чувствительности фотоприемников, также как мощности излучения у светоизлучающих диодов, является дБм.

Частота появления ошибок и чувствительность цифровых систем. В цифровых системах, когда информация передается битами, мерой качества принятого сигнала является вероятность некорректной передачи 0 или 1, которая называется частотой появления ошибок (BER).

Она определяется как отношение неправильно принятых битов к полному числу принятых битов. Частота появления ошибок очень резко зависит от мощности входного сигнала, рис. 45. В определенном диапазоне уменьшение на 5 дБ амплитуды входного сигнала приводит к увеличению BER с 10^-12 до 10^- Удовлетворительное значение BER, также как и соотношение с/ш, может быть разным для разных приложений. В цифровых системах, применяемых для нужд телекоммуникаций, DBR должна быть не больше 10^-9. В вычислительных сетях требования к BER более высокие 10^-12. BER зависит от скорости передачи — чем меньше скорость передачи, тем меньше BER.

Рис. 45.

Чувствительностью цифровых фотоприемников и ПРОМ называется минимальная мощность входного сигнала, при которой BER не выходит за рамки максимального допустимого значения, установленного для данного приложения. Для нормальной работы приложения мощность входного оптического сигнала должна быть не меньше чувствительности фотоприемника или ПРОМ. Чувствительность цифровых приемников также принято измерять в дБМ.

Насыщение фотоприемников и ПРОМ. В аналоговых фотоприемниках и ПРОМ каскад электронных усилителей имеет участок линейного усиления, что означает линейную зависимость амплитуды выходного электрического сигнала от входной оптической мощности. Это справедливо до тех пор, пока входной сигнал не превышает определенного значения, которое называется насыщением фотоприемника или ПРОМ. В цифровых системах работа каскада усилителей в нелинейной области не столь опасна, однако при больших входных оптических сигналах могут проявляться «хвосты» фототока, остающиеся даже тогда, когда на фотоприемник уже не подается сигнал. В такой ситуации нулевой сигнал на входе, следующий непосредственно за единицей, может неправильно интерпретироваться, что приводит к росту частоты появления ошибок. Насыщением цифрового фотоприемника или ПРОМ называется максимальная входная мощность, выше которого BER начинает превосходить максимально допустимую величину для данного приложения.

Диапазон значений мощности от чувствительности до-насыщения ПРОМ называется динамическим диапазоном ПPOM.

Максимально допустимое обратное напряжение U_об — это напряжение, превышение которого может привести к пробою фотоприемника и его разрушению. Наряду с этим значением или вместо него изготовители фотоприемников могут указывать просто обратное рабочее напряжение. Если выбрать меньшее значение рабочего напряжения, то будет ограничена область линейной характеристики фотоприемника.

Рабочий диапазон температур (^оС). Есть две характеристики, на которые сильно влияет изменение рабочей температуры фотоприемника.

Во-первых, это квантовая эффективность, которая может вести себя в общем случае довольно сложным образом с изменением температуры. Напримеp, нa рис. 46, а показана зависимость квантовой эффективности фотодиода на основе кремния. По горизонтальной оси отложена длина волны падающих фотонов, по вертикальной относительное процентное изменение квантовой эффективности при увеличении температуры нa 1 градус. Из рисунка видно, что если длина волны меньше 600 нм, то с ростом температуры квантовая эффективность падает, а при > 600 нм квантовая эффективность увеличивается с ростом температуры.

Во-вторых, рост температуры приводит к экспоненциальному росту термических возбужденных электронно-дырочных пар, в результате чего также экспоненциально возрастает темновой ток, рис. 46, б. Утечка тока удваивается при повышении температуры на 8−10^оС.

Наработка на отказ (тыс. часов). При правильной эксплуатации ресурс фотоприемников значительно выше, чем у светоизлучающих диодов.

а б Рис. 46.

9. Электронные элементы ПРОМ.

Выходящий электрический сигнал от фотоприемного элемента усиливается каскадом электронных усилителей и, возможно, испытывает определенную обработку. Основные функции, которые выполняет ПРОМ на этом этапе: электронное предусиление и усиление, выравнивание, фильтрация, дискриминация, синхронизация и работа таймера.

Электронное предусиление и усиление. Типовое значение оптического сигнала на входе фотоприемного элемента составляет 1−10 мкВт, а иногда и меньше. Если такой сигнал обрабатывается р-i-n-фотодиодом с токовой чувствительность от 0,6 до 0,8 А/Вт, то выходной ток составит несколько микроампер, и необходимо последующее его усиление. Допускается одна или несколько стадий усиления. Обычно усилитель на первой стадии называется предусилителем. Его особенностью является низкий уровень вносимых шумов. Далее следует усилитель мощности.

Выравнивание. Прием и усиление сигнала может несколько изменять обрабатываемый сигнал. Например, каскад электронных усилителей, принимающий широкополосный аналоговый сигнал, может иметь разный коэффициент усиления для высоких и низких частот. Чтобы восстановить правильное соотношение амплитуд в низкой и высокой областях спектра, необходимо добавить цепь выравнивания сигнала.

Фильтрация позволяет увеличить соотношение с/ш посредством избирательного (в определенных диапазонах частот) подавления шума. Часто, таким образом, можно подавить высокочастотные гармоники шума, заведомо зная, что полезный сигнал не распространяется в этой области спектра.

Дискриминация. Если предыдущие три функции в равной степени могли относиться как при обработке аналогового сигнала, так и цифрового, то функция дискриминации применяется только при обработке цифровых сигналов в ВОСС. Из-за наличия дисперсии при распространении света по волокну приходящие фронты импульсов могут потерять первоначальную прямоугольную форму и стать размытыми. Необходимо восстановить их прямоугольную форму. Для этой цели предназначена цепь принятия решения или дискриминатор, который имеет порог срабатывания. Если амплитуда поступающего на дискриминатор сигнала меньше порога, то на выходе сигнала нет (0), если же превосходит порог, то на выходе идет сигнал определенной амплитуды (1). Главным недостатком такой регенерации цифрового сигнала является допустимость нарушения длительности импульсов. Чем меньше амплитуда поступающего на дискриминатор сигнала, тем короче могут быть импульсы, соответствующие единичному сигналу на выходе дискриминатора. Низкое значение порога также не желательно, поскольку можно ошибочно принять шум за полезный сигнал.

Для того, чтобы строго сохранялась длительность импульсов на выходе дискриминатора, необходимо, чтобы дискриминатор получал информацию о частоте, с которой должны следовать импульсы.

Рабата таймера. Основная функция таймера — это подавление ресинхронизации сигнала. Традиционный цифровой сигнал генерируется на характерной частоте, например, раз в микросекунду. По мере передачи и ретрансляции сигнала случайные временные ошибки могут накапливаться и достичь уровня, сравнимого с длительность самого импульса. В результате приемник ошибочно может интерпретировать принятый бит или «потерять» бит. Такие случайные временные ошибки получили название джитер (jitter, дрожание). Их появление характерно при синхронном режиме передачи. Уменьшить джитер можно, повысив требования к стандарту частоты генератора импульсов. Однако если приемник имеет свой собственный таймер, то при длительном приеме будут проскакивать ошибки вследствие наличия джитера.

Дальнейшее уменьшение ошибок из-за джитера достигается в более продвинутой технологии магистральных оптических сетей, основанных на так называемой синхронной цифровой иерархии SDH. В SDH при синхронной передаче в битовом потоке наряду с полезной информацией присутствуют специальные синхроимпульсы, по которым настраивается (плавно перестраивается под частоту передатчика) таймер приемника. В сложной сети SDH существует один независимый ведущий таймер (master clock), на который равняются другие устройства сети.

Достаточно полное использование возможностей, заложенных в чувствительном элементе фотоприемника, достигается только при правильном согласовании его параметров с усилительным трактом. Поэтому вопросы схемотехники и микроэлектроники приобрели исключительное значение в технике приема излучения, в особенности с развитием многоэлементных структур. Низкий уровень собственного шума чувствительных элементов фотоприемника предъявляет сложные требования к предусилителям в микросхемном исполнении и коммутирующим устройствам.

Наиболее привлекательным представляется создание интегральных схем, включающих в себя как чувствительные элементы, так и предусилитель. Такой подход в настоящее время возможен только для приборов на основе кремния, что ограничивает область чувствительности длиной волны 1,1 мкм. Переход к более длинным волнам пока требует «гибридного» метода, при котором чувствительные элементы и предусилители изготавливаются независимо и затем стыкуются в единой конструкции. Для приборов этого типа установилось название «фотоприемное устройство» (ФПУ). Вопросы микросхемотехники фотоприемников входят в область микрофотоэлектроники.

Рассмотрим подробнее особенности построения фотоприемных устройств при различных методах выделения оптического сигнала.

В настоящее время для регистрации излучения оптического диапазона используют прямой фотоприем (детектирование) и гетеродинный метод. При прямом фотоприеме энергия излучения в пределах спектральной чувствительности непосредственно преобразуется фотоэлементом и выходной сигнал определяется входной мощностью. Сущность оптического гетеродинирования заключается в смешении сигналов оптической частоты и наблюдении биений волн от источника сигнала и от гетеродина. Гетеродинный прием стал возможным лишь при использовании лазеров, обладающих высокой степенью когерентности.

Прямой фотоприем.

Падающий поток излучения со средней мощностью Р_с и частотой вызывает появление первичного фототока I_ф в цепи фотоэлементом.

I_ф = q_eP_c/h, (89).

где — квантовый выход.

Одним из основных параметров приемных систем наряду с минимально обнаружимым сигналом Р_с мин является и отношение с/ш. Для фотоприемников с коэффициентом внутреннего усиления по току М (лавинных фотодиодов) отношение с/ш имеет вид.

(90).

где m — коэффициент модуляции света;

I_фон — фототок, обусловленный фоновым излучением;

I_т — темновой ток;

F (М) — коэффициент, учитывающий увеличение шума в процессе усиления;

— эффективный средний квадрат тока теплового шума;

R_экв — сопротивление, эквивалентное выходному сопротивлению фотоэлемента и цепи нагрузки.

В идеальном случае, когда существен только фотонный шум сигнала из соотношений (89) и (90) можно получить выражение для пикового значения переменной составляющей минимально обнаружимого сигнала.

(91).

т.е. в идеальном случае Р_с мин пропорциональна f.

При с/ш = 1, = 1, F (М) = 1, m = 1 пиковое значение переменной составляющей, что соответствует в среднем двум фотонам в секунду в единичной полосе.

В реальных приемных системах фотонным шумом сигнала можно пренебречь. Тогда, как видно из выражения (90), минимально регистрируемая мощность сигнала пропорциональна. Применение фотоэлементов с внутренним усилением тока приводит к увеличению отношения с/ш и уменьшению P_{c мин} по сравнению с системой без внутреннего усиления. В реальных системах с внутренним усилением тока максимальную чувствительность можно получить, если общий дробовой шум сравним со значением теплового шума или шума усилителя.

В классической схеме построения ВОСС непосредственного приема оптических сигналов (с модуляцией по интенсивности) детектируемый фотодиодом ток после усиления малошумящим усилителем и фильтрации, для уменьшения влияния шумов поступает на схему принятия решений — порогового устройства (ПУ), рис. 47.

Рис. 47.

Принятие решений реализуется устройством восстановления синхроимпульсов (УВСН).

Основным показателем качества фотоприемника является отношение с/ш, который на выходе фотодетектора есть среднеквадратичное значение флуктуаций (дисперсии) выходного тока и определяется по формуле Шотки. Дополнительным источником шума в фотоприемнике является тепловой шум, обусловленный активным сопротивлением нагрузки.

В случае непосредственного оптического приема сигналов с аналоговой модуляцией фотоприемник содержит (рис. 48) собственно фотодиод, усилитель переменной составляющей выходного тока и фильтры, отделяющие составляющие спектра сигнала от шумов.

Оптическое предусиление светового сигнала лазерными усилителями, вследствие шумов последних, не дает значительного увеличения чувствительности и не оправдывает затрат.

Рис. 48.

Особый интерес представляют системы оптической связи, использующие предварительную модуляцию поднесущей частоты передаваемым сигналом, рис. 49. При этом информационный электрический сигнал поступает на модулятор (М), где происходит первая операциямодуляция поднесущей частоты по амплитуде, либо по фазе или частоте. Затем промодулированная поднесущая частота поступает на оптический излучатель, где происходит вторая операция — модуляция интенсивности оптического излучения.

Рис. 49.

В принципе это известный метод повышения отношения с/ш и снижения нелинейных искажений, вносимых оптическими излучателями, при условии обеспечения хорошей линейности характеристик модуляторов и демодуляторов (ДМ). Можно показать, что АМ с последующей модуляцией интенсивности менее предпочтительна по сравнению с другими видами модуляции и, кроме того, при ЧМ и использовании схем коррекции предискажений получается отношение с/ш на 15 дБ больше, чем при прямой модуляции интенсивности.

10. Оптический гетеродинный прием.

Когерентный прием (в ВОСС и ЛАСС), в котором применяется гетеродинное и гомодинное оптическое преобразование частоты независимо от вида демодуляции (синхронная или несинхронная), осуществляемый по промежуточной частоте. При оптическом гетеродинировании на входе фотоэлементе смешиваются сигнал мощностью Р_с и излучение гетеродина мощностью Р_г. Смешение осуществляется с помощью оптического устройства, к которому предъявляются жесткие требования, обеспечивающие точное совмещение волновых фронтов. Величина среднего фототока на промежуточной частоте при Р_г >>Р_с определяется выражением.

I_пр = _e(2P_сP_г)^0,5h. (92).

В процессе оптического гетеродинирования происходит усиление сигнала, которое приводит к тому, что основным становится дробовой шум, обусловленный излучением гетеродина, так как мощность его превосходит мощность других потоков. Коэффициент усиления гетеродинного преобразователя — отношение мощности на промежуточной частоте, рассеиваемой на входном сопротивлении усилителя, к мощности оптического сигнала — может быть большим при использовании мощного гетеродина.

Из выражений (89) и (90) видно, что при оптимальной схеме гетеродинного приема (обеспечена параллельность волновых фронтов и одинаковая поляризация) минимально обнаружимый сигнал дается выражением [14].

(93).

получаемым при замене в (90) на I_пр.

В идеальном случае гетеродинного приема, когда вторым слагаемым в (93) можно пренебречь,.

; (94).

при с/ш = 1, = 1, F (M) = 1 получим, т. е. реализуется чувствительность, равная теоретическому пределу, определяемому фотонным шумом.

Как видно из выражения для Р_с мин большая мощность гетеродина необходима не только для получения высокого коэффициента усиления, но и для эффективного «подавления» тепловых шумов. Для гетеродинного приема характерна линейная зависимость Р_с мин от ширины полосы. Это обстоятельство снижает принципиальные преимущества гетеродинного приема при большой ширине полосы. Например, при f = 1 МГц минимально регистрируемая мощность увеличивается на 6 порядков по сравнению с мощностью для единичной полосы, в то время как при прямом приеме Р_смин возрастает лишь на 3 порядка. При оптическом гетеродинировании сохраняется информация о частоте и фазе сигнала, т. е. возможна фазовая модуляция принимаемого излучения. Для гетеродинных систем характерна малая угловая апертура (ограничение дифракцией).

В ВОСС на передающей стороне излучение оптического передатчика (ОП) проходит оптический вентиль (ОВ) и электрооптический модулятор (М), управляемый информационным сигналом, рис. 50. При этом на выходе необходимо иметь оптический сигнал, спектральная полоса которого максимально узкая, чтобы эффективность гетеродинирования была наилучшей. В частности, при гетеродинном приеме цифровых АМ, ЧМ и ФМ сигналов отношение DlВ^-1 (- спектральная полоса оптического излучателя, В — полоса частот принимаемого полезного сигнала) должно составлять 10^-2 — 5Ч10^-3, а при гомодинном приеме ФМ оно равно 0,5Ч10^- При использовании одномодового волокна (ОВ) на приемной стороне необходимо устанавливать поляризационный контроллер (ПК), совмещающий плоскость поляризации местного оптического гетеродина (Гет) с плоскостью поляризации сигнального излучения.

В оптическом гетеродинном приемнике сигнал суммируется в оптическом соединителе (ОС) с излучением оптического гетеродина и подается на квадратичный фотодетектор (ФД) (рис. 50). Излучение гетеродина, как и лазера передатчика, должно быть узкополосным, тогда в результате нелинейного преобразования суммарного сигнала фотодетектором на его выходе появляется сигнал промежуточной частоты. Демодуляция сигнала промежуточной частоты осуществляется синхронным или несинхронным демодулятором (ДМ) или в случае цифровой ФМ — фазоразностной схемой.

Рис. 50.

Контур автоподстройки частоты (АПЧ) обеспечивает регулировку частоты лазерного гетеродина (Гет) и удержания значения разностной частоты в пределах частотной полосы усилителя промежуточной частоты, следующего за ФД и ДМ.

В отличие от гетеродинного при гомодинном методе приема (рис. 51) частоты колебания принимаемого оптического излучения и местного оптического гетеродина должны быть одинаковы, а фазы синхронизированы. При этом демодулированный сигнал на выходе ФД имеет частотный спектр, сдвинутый в область низких частот и полное восстановление сигнала осуществляется фильтром низкой частоты (ФНЧ). Главным отличием гомодинного приема от гетеродинного является уменьшенная в 2 раза требуемая полоса частот, что снижает дисперсии шумов также в 2 раза. При этом отношение с/ш оказывается лучше в 2 раза, а это существенно увеличивает чувствительность фотоприемника.

Рис. 51.

Из описания схем когерентных ВОСС следует, что к целому ряду элементов системы предъявляются высокие технические требования, они конструктивно сложны и дороги. Однако здесь есть и неоспоримые достоинства: — чувствительность гетеродинных и гомодинных приемных устройств ограничивается только уровнем дробовых шумов излучения гетеродина, которая приближается к квантовому пределу детектирования в оптическом диапазоне. По чувствительности такие устройства превосходят реальные приемные устройства прямого детектирования на 10−20 дБ (в зависимости от схемы модуляции — демодуляции). Используется перспективная техника модуляции-демодуляции в частности ЧМ и ФМ, фазоразностный прием с известными из радиотехники преимуществами этих методов модуляции, что, в конечном счете, улучшает чувствительность приемного устройства. Сочетание этих систем и спектрального разделения каналов позволяет достаточно полно использовать окно прозрачности (0,9−1,35; 1,45−1,7 мкм) с малыми потерями в оптическом волокне, а высокая спектральная селективность оптического когерентного детектирования дает возможность применять полупроводниковые оптические усилители с улучшенными шумовыми характеристиками и осуществлять каскадирование усилителей.

Перечисленные достоинства когерентных ВОСС позволяют увеличить расстояние между оптическими ретрансляторами до 100 км (на = 1,55 мкм), а между электронными регенеративными ретрансляторами до 10⁴ км [164,165].

В настоящее время реально используются и ЛАСС. Фотоприемники таких систем строятся, как правило, на ЛФД либо p-i-n-диодах, снабжаются мощными объективами, обеспечивающими малый угол обзора (порядка 0,5^о), используют импульсную модуляцию, работают в ближнем ИК диапазоне (780 — 950 нм). Такие системы выполняют в двухканальном варианте (прием передача) и отличаются от ВОСС лишь средой распространения, что требует больших мощностей излучения (пиковая до 2 Вт, или средняя порядка 20 мВт).

Одним из основных факторов ограничивающих применение ЛАСС является воздействие помех естественного и искусственного происхождения, снижающих прозрачность атмосферы (туман, снег, дым и др.).

Теоретически дальность связи определяется соотношением:

(95).

где P_t пиковая мощность лазерного излучения,.

P_r — пороговая мощность фотоприемного устройства,.

S_r — площадь апертуры фотоприемного устройства (равна площади линзы объектива),.

— длительность принимаемых импульсов,.

— угол расходимости луча передатчика,.

— суммарный коэффициент потерь сигнала в системе.

В формуле (89) не учитываются помехи, вызванные искажением сигнала, поскольку атмосферные шумы имеют спектр до 1 МГц, а скорость передачи более 1 Мбит/с.

Величина суммарного коэффициента потерь в выражении для дальности связи является самой неопределенной, т.к. зависит от состояния атмосферы и достоверными признаются только экспериментальные методы ее оценки.

В настоящее время при сохранении конкурентоспособной цены высокоскоростная ЛАСС принципиально реализуема для дальности не более 1−2 км. Пути повышения дальности следуют из формулы (95). Снижение порога чувствительности фотоприемника определяется состоянием элементной базы, либо применяемыми принципами приема.

Для увеличения дальности следует либо увеличивать диаметр линз, что существенно увеличивает цену системы, либо применять линзы Френеля большого диаметра, что усложняет эксплуатацию.

Уменьшение коэффициента потерь (с целью увеличения дальности) в атмосфере возможно лиши при использовании более длинноволновой части светового диапазона, где снижаются помехи, однако сегодня не существует ЛАСС на длинах волн более 950 нм.

Уменьшение угла расходимости требует не только усложнения настройки системы, но и применения более дорогих объективов, что в ряде случает экономически не оправдано.

Сегодня эксплуатируется более 2 тыс. ЛАСС различного класса, выпускаемых Canon Inc., Laser Communications Inc, Jolt Communications Ltd, Freebird Communications Ltd, Modular Technology PLC, A.T. Schindler Communications, цена которых лежит в пределах 10 — 20 тыс. Долларов США. Дальность связи таких ЛАСС от 300 до 1200 м и обеспечивается в основном светодиодами, имеющими наработку на отказ порядка 70 тыс. часов. Наиболее дорогой (110 тыс. долларов США) и технологически совершенной считается ЛАСС Canobeam II (фирмы Canon) с дальностью до 4 км и со скоростью связи 155 Мбит/с.

Отечественные ЛАСС сегодня обладают наибольшей дальностью (порядка 10 км) при незначительной скорости передачи 115,2 Кбит/с с единственным поддерживаемым интерфейсом RS232. Большинство ЛАСС работает на дистанциях от 200 м до 4 км со скоростью передачи 2 Мбит/c. Разрабатываются и уже запущена в производство ЛАСС на 100 Мбит/с с дальностью 1,5 км (Воронежский НИИ связи). Кроме указанного НИИ активно работает над ЛАСС Институт лазерной физики Сибирского отделения Академии наук.

Главным ограничением ЛАСС кроме дальности (не более 10 км) является их абсолютная надежность.

Наилучшими параметрами эти системы обладают в космическом пространстве при организации информационного обмена. Такие лазерные космические системы связи (ЛКСС) в настоящее время разрабатываются в США (NASA), Японии (NASDA), Франции (SILEX), НПО космического приборостроения, РКК «Энергия» и работают со скоростями передачи информации и при дальностях 6 км и 40 тыс. км соответственно 1,2 Гбит/с и 128 Мбит/c.

11. Усилители фотоприемных устройств.

В ПРОМ в качестве предварительных усилителей применяются в основном два типа усилителей: интегрирующие и трансимпедансные. Схема интегрирующего усилителя приведена на рис. 52. Входная цепь интегрирующего усилителя (ИУ) выполняется с использованием затвора полевого транзистора.

Рис. 52.

Элементы входной цепи фотоприемного устройства представлены на рисунке как эквивалентные (R_Э, С_Э). Эквивалентное сопротивление определяется.

1/R_э = 1/R₁ + 1/R₂ + 1/ + 1/R_д ,(96).

где R_т — сопротивление «затвор — исток» ,.

R_д — сопротивление фотодиода,.

R₁ — сопротивление смещения фотодиода, R₂ — сопротивление смещения транзистора. Эквивалентная емкость определяется:

С_э = С_д + С_т + С_п, (97).

где С_д — емкость фотодиода, С_т — входная емкость транзистора, С_п — паразитная емкость соединений Напряжение на входе усилителя без учета С_э.

U_вх = I_фGR_э, (98).

где I_ф — фототок,.

G — коэффициент усиления фотодиода (ЛФД). Напряжение на входе усилителя с учетом С_э.

(99).

Напряжение на выходе усилителя.

(100).

где К — коэффициент усиления усилителя. Совмещение усилителя с корректором может расширить до требуемой величину полосы пропускания входной цепи.

(101).

Такой корректор может быть включен после усилителя и, обеспечить условие.

U_вых = K₀I_фGR_э. (102).

Кроме того, между фотодиодом и транзистором могут быть включены дополнительные устройства противошумовой коррекции (рис. 53).

Рис. 53.

Достоинства схемы фотоприемного устройства с интегрирующим (еще называемым высокоимпедансным) усилителем состоят в том, что может быть получена (благодаря коррекции) любая полоса пропускания, малые шумы, простота схемы для реализации, технологическая совместимость фотоэлемента и усилителя.

Недостатки этой схемы связаны с ограниченным динамическим диапазоном по входному сигналу и необходимостью индивидуального корректирования полосы частот усиления.

Схема трансимпедансного усилителя отличается от рассмотренной наличием отрицательной обратной связи (рис. 54).

Рис. 54.

На рис. 55 представлена принципиальная схема входной цепи ФПУ с трансимпедансным усилителем (ТИУ).

Полоса частот пропускания фотоприемного устройства с ТИУ определяется из простого соотношения.

(103).

при условии, что R_OC << R_Э. Таким образом, выбором значений К и R_ОС может быть достигнута требуемая полоса частот усиления.

Достоинствами фотоприемного устройств с ТИУ являются:

— большой динамический диапазон входных сигналов;

— простота регулировки полосы частот усиления без дополнительных корректоров;

— простота настройки схемы.

Недостатками следует считать:

— возможную неустойчивость работы усилителя при разной глубине обратной связи в широкой полосе частот;

— уменьшенное соотношение с/ш на выходе усилителя из-за дополнительно шумящего сопротивления R_ОС.

Рис. 55.

Необходимо заметить, что в случае применения p-i-n-фотодиодов порог чувствительности определяется шумами схемы усилителя. При этом шум полевого транзистора существенно меньше шума биполярного транзистора, однако биполярный транзистор обеспечивает лучшую передачу энергии высоких частот. В случае использования ЛФД шум схемы усилителя имеет меньшее значение, а при больших коэффициентах М (лавинного умножения) совсем не влияет на порог чувствительности фотоприемного устройства.

Рассмотрим несколько принципиальных схем фотоприемных устройств. При освещении фотодиодов V_D1 и V_D2 в фотоприемнике на рис. 56 вырабатываются электрические токи i_g1 и i_g2, протекающие через R₃ и R₆ для V_D1 и через R₄ и R₆ для V_D2. Токи протекают по R₃ и R₄ и на входах операционных усилителей D_A1 и D_A2 возникают напряжения U_C1? i_g1R₃ и U_C2? i_g2R₄. На входе операционного усилителя D_A1 образуется напряжение, равное разности U_ВЫХ1= U_C2 — U_C1. По резистору R₆ протекают фототоки двух фотодиодов. На неинвертирующем входе образуется напряжение U_C3? R₆(i_g1 + i_g2), а на выходе D_A2 появляется напряжение U_ВЫХ2 = U_C1 + U_C2.

Рис. 56.

Фотоприемное устройство с подавлением постоянной и низкочастотной компонент фотосигнала приведено на рис. 57.

Рис. 57.

Входной МДП-транзистор 2 служит для ввода фототока i_ВХ в устройство, задания потенциала на приемнике и развязке фотоприемника 1 с остальным устройством. Через транзистор обратной связи 9 протекает ток обратной полярности i_об, который вычитается из тока i_вх. Согласованная пара транзисторов 5 и 6 образует делитель тока, причем подавляющая часть тока протекает через транзистор 5, а меньшая часть тока ответвляется в цепь обратной связи через транзистор 6. Коэффициент деления тока можно задавать, во-первых геометрией МДП-транзисторов 5 и 6; во-вторых, путем подачи разных, но близких напряжений смещений U2 и U4 на затворы указанных транзисторов. Ток i₀ c опорного источника 8 разряжает дополнительную емкость 7. Этот процесс способствует закрыванию транзистора 9 и уменьшению тока i_об. При этом разностный ток i_вх — i_об, возрастает и вместе с этим возрастает и ток i₄, который заряжает емкость 7 и приоткрывает транзистор 9. В установившемся режиме при любом постоянном входном токе i_вх токи i₀ и i₄ должны быть равны.

В работах [17, 18, 19, 21, 22] рассмотрены варианты интегральных реализаций усилителей на основе последних технологических достижений микроэлектронной промышленности.

Крупными поставщиками ПРОМ являются фирмы: Epitaxx Inc., Hamamatsu Corp., Hewlett-Packard, Hitachi, Honeywell Inc., Lasertron Inс., Laser Diode Inc., NEC Electronics Inc., OKI Semiconductors, Optek Technology Inc., Optical Communication Product Inc., Ortel Corp, Siemens Corp., Sumitomo Electric Industries Ltd., Toshiba и др.

Повторители и оптические усилители ВОСС.

Хорошо известно, что через каждые 50−100 км ВОЛС происходит ослабление оптического сигнала на 10−20 дБ, что требует его восстановления. До начала 90-х г. в действующих линиях связи единственным способом компенсации потерь в линии было применение регенераторов. Регенератор — это сложное устройство, включающее в себя как электронные, так и оптические компоненты. Регенератор преобразует световой сигнал в электрический, распознает его и производит электронное восстановление первоначальной формы сигнала, а затем вновь излучает оптический сигнал, передаваемый дальше по волокну. Пропускная способность сети или линии дальней связи с регенераторами ограничена возможностями электроники (на сегодняшний день предельная скорость обработки сигналов для электроники порядка 40 Гбит/с, а в 1986 г. она не превышала 1 Гбит/с). Интенсивные исследования (1985;1990 годах), ряд открытий и изобретений привели к появлению технически совершенных промышленных эрбиевых усилителей (Erbium-Doped Fiber Amplifier — EDFA). Усилители на волоконном световоде, легированном ионами эрбия (Er-doped fiber), обладают сочетанием уникальных свойств, обеспечившим им быстрое внедрение в системы дальней связи.

Среди этих свойств следующие:

— возможность одновременного усиления сигналов с различными длинами волн;

— непосредственное усиление оптических сигналов, без их преобразования в электрические сигналы и обратно;

— практически точное соответствие рабочего диапазона эрбиевых усилителей области минимальных оптических потерь ОВ на основе кварцевого стекла;

— низкий уровень шума и простота включения в ВОЛС.

В общем случае, ретранслятор выполняет функцию усиления оптического сигнала, и дополнительно (при цифровой передаче) может восстанавливать форму импульсов, уменьшать уровень шумов и устранять ошибки — такой ретранслятор называется регенеpaтopoм.

Типы ретрансляторов.

По методу усиления оптического сигнала ретрансляторы подразделяются на повторители и оптические усилители.

Ретрансляторы детектируют оптические сигналы, преобразуют их в электронные сигналы, отделяют от них шумы и вновь ретранслируют в виде оптических сигналов, обычно с использованием электронных устройств.

Повторители занимают некоторое промежуточное положение между оптическими усилителями и регенераторами. С приходом полностью оптических усилителей использование повторителей в оптических сетях перестало быть повсеместным.

Электронно-оптический повторитель сначала преобразует оптический сигнал в электрическую форму, усиливает, корректирует, а затем преобразует обратно в оптический сигнал, рис. 58 а. Можно представить повторитель как последовательно соединенные приемный и передающий оптические модули. Аналоговый повторитель, в основном, выполняет функцию усиления сигнала и вместе с полезным сигналом усиливает входной шум. При цифровой передаче повторитель вместе с функцией усиления выполняет функцию регенерации сигнала, рис. 35б, поэтому блок регенерации содержит цепь принятия решения и таймер.

В блоке регенерации восстанавливается прямоугольная форма импульсов (рис. 59), устраняется шум, ресинхронизируется передача так, чтобы выходные импульсы попадали в соответствующие тайм-слоты.

Повторитель может не содержать таймера и не восстанавливать прямоугольную форму импульсов по определенному порогу, независимо от того, на какой скорости ведётся передача. Такие «средонезависимые» повторители применяются в локальных сетях, где имеет место асинхронный режим передачи.

а б.

Рис. 58.

В локальных ВОСС повторители распространены больше, чем оптические усилители, хотя при построении оптических магистралей оптические усилители незаменимы.

Рис. 59.

Оптический усилитель (ОУ) не осуществляет оптоэлектронного преобразования, а сразу производит усиление оптического сигнала, рис. 58б. ОУ не способны в принципе производить регенерацию оптического сигнала и в равной степени усиливают как входной сигнал, так и шум, добавляя к последнему и собственный шум.

Простота конструкции, в которой, преобладают пассивные компоненты и высокая надежность должны обеспечить низкую цену, так как число компонентов в ОУ меньше, чем в повторителе. Но реально цена ОУ сегодня выше повторителей и будет падать только с увеличением рынка продаж. Надежность ОУ является главным преимуществом при создании ретрансляторов для подводных ВОЛС. Кроме того, ОУ не привязан к скорости передачи, в то время как повторитель обычно исполняется для работы на определенной скорости, на которую конфигурируется таймер повторителя.

Повторитель принципиально работает с одним сигналом, в то время как ОУ может одновременно усиливать несколько оптических сигналов, представленных несколькими длинами волн (WDM сигнал) в пределах определенного интервала, который называется зоной усиления. Это позволяет наращивать пропускную возможность ВОЛС, на которой установлены ОУ, без добавления новых волокон.

Повторители для цифровых линий связи.

Хотя повторители для цифровых линий связи могут быть независимыми от среды, большинство из них рассчитано на вполне определенный стандарт. В локальных сетях распространены повторители, преобразующие сигналы из многомодового (mm) в одномодовое (sm) волокно. Такие повторители получили название конвертеры. Широко распространены FDDI (100 Мбит/с) [8, 9], АТМ (155 Мбит/с), АТМ (622 Мбит/с) sm/mm конвертеры.

Оптические усилители.

Усилители являются устройствами, увеличивающими амплитуду и ширину спектра сигналов и способствуют поддержанию мощности сигналов на должном уровне при прохождении ими больших расстояний. К сожалению, они наряду с сигналами усиливают также шумы и искажения.

Различают три типа усилителей, в зависимости от участков сети, на которых они располагаются. Для усиления сигнала перед тем, как он поступит в сеть, непосредственно за передатчиком устанавливаются постусилители. Для компенсации ослабления сигналов через каждые 80−100 км ВОЛС устанавливаются линейные усилители. Предусилители, назначением которых является усиление сигнала до уровня мощности в пределах чувствительности приемного устройства, размещаются непосредственно перед приемником (см. рис. 60).

Рис. 60.

Усилители используют принцип индуцированного излучения, аналогично лазерам. Существует пять типов оптических усилителей для различных областей применения (см. таблицу 2).

Таблица 2.

1. Усилители Фабри-Перо. Усилители оснащаются плоским резонатором с зеркальными полупрозрачными стенками. Они обеспечивают высокий коэффициент усиления (до 25 дБ) в очень узком (1,5 ГГц), но широко перестраиваемом (800 ГГц) спектральном диапазоне. Кроме этого, эти устройства не чувствительны к поляризации сигнала и характеризуются сильным подавлением боковых составляющих (ослабление на 20 дБ за пределами интервала в 5 ГГц). В силу своих характеристик, усилители Фабри-Перо идеально подходят для работы в качестве демультиплексоров, поскольку они могут всегда быть перестроены для усиления только одной определенной длины волны одного канала из входного многоканального WDM сигнала.

2. Усилители на волокне, использующие бриллюэновское рассеяние. Стимулированное бриллюэновское рассеяние — это нелинейный эффект, возникающий в кремниевом волокне, когда энергия от оптической волны на частоте, скажем, f₁ переходит в энергию новой волны на смещенной частоте f₂.

Если мощная накачка производится на частоте f₁, стимулированное бриллюэновское рассеяние способно усиливать слабый входной сигнал на частоте f₂. Выходной сигнал сосредоточен в узком диапазоне, что позволяет выбирать канал с погрешностью 1,5 ГГц.

Усилители на волокне, использующие рамановское рассеяние. Принцип действия рамановских усилителей основан на эффекте Рамана, открытом индийским физиком сэром Чандрасекара Венката Раманом в 1928 году. Как известно, эффект Рамана заключается в изменении наблюдаемой частоты света при его рассеянии в прозрачном материале. (Явление комбинационного рассеяния света было открыто советскими физиками Г. С. Ландсбергом и Л. И. Мандельштамом на кристаллах и одновременно индийскими физиками Ч. В. Раманом и К. С. Кришнаном на жидкостях.).

Стимулированное рамановское рассеяние подобно бриллюэновскому, но при нем частотный сдвиг между сигнальной волной и волной накачки (f₂ — f₁) больше, а выходной спектральный диапазон усиления шире, что допускает усиление сразу нескольких каналов в связи.

Обнаружить этот эффект можно наблюдая, например, за монохроматическим лазерным пучком при его прохождении через прозрачный газ, жидкость или твердое тело. В отсутствие промежуточных веществ лазерное излучение было бы одноцветным. Однако при столкновении света с веществом фотоны (в результате упругих столкновений с молекулами прозрачного вещества) теряют или приобретают энергию, в следствием чего возникают линии дополнительных цветов, называемых рамановским спектром, соответствующих увеличенным или уменьшенным длинам волн по сравнению с длиной волны первоначального излучением. Вид этого спектра зависит от природы вещества, рассеивающего свет.

Поскольку рамановский спектр не привязан к фиксированным энергетическим уровням, как в случае редкоземельных элементов, таких как эрбий, он может быть получен на любой длине волны в инфракрасной области, коль скоро имеется источник необходимого возбуждающего излучения. Эта особенность позволяет применять рамановские усилители во всем диапазоне передачи кремниевых ВОК.

Так как подобные усилители требуют большей мощности возбуждающего излучения (порядка одного ватта) и отрезков световодного кабеля большей длины, их стоимость по сравнению с усилителями EDFA (Erbium-Doped Fiber Amplifiers) оказывается более высокой. Тем не менее, их главным достоинством является способность обеспечить усиление оптических сигналов во всем диапазоне возможных частот передачи при использовании ВОК с низкими потерями, и поэтому на них может быть построена технология кремниевых усилителей, альтернативных PDFA (Praseodymium-Doped Fiber Amplifiers) или халькогенидным волоконно-оптическим усилителям в диапазоне 1,3 мкм. Благодаря недавним усовершенствованиям технологии получения «активных» волокон использование некоторых из них позволило получить усиление по мощности, достигающее примерно 0,06 дБ/мВт, что, будучи само по себе незначительной величиной по сравнению с известными величинами для EDFA (11 дБ/мВт), тем не менее представляет собой вполне разумную альтернативу при передаче данных в «не эрбиевых» диапазонах длин волн. На сегодняшний день усиление на основе эффекта Рамана играет важную роль в системах сверхдальней связи, которые расширили возможности передачи на дальние расстояния с 500 км между соседними повторителями до 1500 км и более.

Вместе с тем большие переходные помехи между усиливаемыми каналами представляют существенную проблему при разработке таких усилителей.

4. Полупроводниковые лазерные усилители (ППЛУ). Основу ППЛУ составляет активная среда, аналогичная той, которая используется в полупроводниковых лазерах [11, 12|. В ППЛУ отсутствуют зеркальные резонаторы, характерные для полупроводниковых лазеров. Для уменьшения френелевского отражения с обеих сторон активной среды наносится специальное покрытие толщиной /4 с согласованным показателем преломления, рис. 61.

Полупроводниковые лазерные усилители не получили широкого распространения, как усилители на примесном волокне, поскольку обладают двумя существенными недостатками.

Светоизлучающий активный слой ППЛУ имеет поперечный размер единицы микрон, тогда как светонесущей части ОВ значительно больше (~ 9 мкм — для одномодового волокна). Вследствие этого большая часть светового потока из входящего волокна не попадает в активную область и теряется, что уменьшает КПД усилителя. Увеличить КПД можно, поставив между входящим волокном и активной средой линзу, но это приводит к усложнению конструкции.

Рис. 61.

Второй недостаток состоит в том, что коэффициент усиления ППЛУ зависит от поляризации и может отличаться на 4−8 дБ для двух ортогональных вариантов. Это существенная проблема, так как в стандартном одномодовом волокне поляризация распространяемого светового сигнала не контролируется. Мощность светового потока данной поляризации может флуктуировать вдоль длины. Отсюда вытекает, что коэффициент усиления ППЛУ зависит от неконтролируемого фактора. Можно уменьшить эту зависимость от поляризации путем установки двух лазеров — возможно как параллельное (требуется пара разветвителей), так и последовательное их подключение. Но это снова приводит к усложнению конструкции и росту стоимости.

Оба указанных недостатка устранятся только в случае, когда ППЛУ интегрирован с другими оптическими устройствами. В таком варианте и используются ППЛУ. Одна из возможностей — производство совмещенного светоизлучающего лазерного диода, непосредственно на выходе которого устанавливается ППЛУ.

Рис. 62.

На рис. 62 приведена еще одна реализация источника мультиплексного многоволнового излучения, в котором ППЛУ используются в качестве широкополосного ОУ. Несколько узкополосных ППЛУ на разных длинах волн генерируют световые сигналы, которые мультиплексируются и размножаются посредством оптического разветвителя. ППЛУ (интегрированные с массивом лазерных диодов и оптическим разветвителем) устанавливаются на конечном участке, чтобы усилить ослабленные после разветвления оптические мультиплексные сигналы.

5. Усилители на примесном волокне. Оптические усилители этого типа наиболее широко распространен и является основным элементом в технологии полностью оптических сетей, поскольку он позволяет усиливать сигнал в широком спектральном диапазоне [13, 14, 15].

Рис. 63.

На рис. 63 приведена схема такого усилителя, в которой слабый входной оптический сигнал (1) проходит через оптический изолятор (2), который пропускает свет в прямом направлении (слева направо), но не пропускает рассеянный свет в обратном направлении, далее проходит через блок фильтров (3), которые блокируют световой поток на длине волны накачки, но прозрачны к длине волны сигнала. Затем сигнал попадает в катушку с волокном, легированным примесью из редкоземельных элементов (4). Длина такого участка волокна составляет несколько метров. Этот участок волокна подвергается сильному непрерывному излучению полупроводникового лазера (5), установленного с противоположенной стороны, с более короткой длиной волны накачки. Свет от лазера накачки — волна накачки (6) — возбуждает атомы примесей. Возбужденные состояния имеют большое время релаксации, чтобы спонтанно перейти в основное состояние. Однако при наличии слабого сигнала происходит индуцированный переход атомов примесей из возбужденного состояния в основное с излучением света на той же длине волны и с той же самой фазой, что и повлекший это сигнал. Селективный разветвитель (7) перенаправляет усиленный полезный сигнал (8) в выходное ОВ (9). Дополнительный оптический изолятор на выходе (10) предотвращает попадание обратного рассеянного сигнала из выходного сегмента в активную область ОУ.

Активной средой ОУ является одномодовое волокно, сердцевина которого легируется примесями редкоземельных элементов с целью создания трехуровневой атомной системы, рис. 64. Лазер накачки возбуждает электронную подсистему примесных атомов. В результате чего электроны с основного состояния (уровень А) переходят в возбужденное состояние (уровень В). Далее происходит релаксация электронов с уровня В на промежуточный уровень С. Когда заселенность уровня С становится достаточно высокой, так что образуется инверсная заселенность уровней, А и С, то такая система способна индуцировано усиливать входной оптический сигнал в определенном диапазоне длин волн. Если же входной сигнал не нулевой, то происходит спонтанное излучение возбужденных атомов примесей, приводящее к шуму.

Рис. 64.

Особенности работы ОУ во многом зависят от типа примесей и от диапазона длин волн, в пределах которого он должен усиливать сигнал. Наиболее широко распространены ОУ на кремниевом ОВ, легированном эрбием. Такие ОУ получили название EDFA. Межатомное взаимодействие приводит к уширению уровней, что обеспечивает ОУ широкую зону усиления сигнала. Наиболее широкая зона усиления (от 1530 до 1560 нм), соответствующая переходу h_CA в EDFA достигается при длине волны лазера накачки 980 нм.

В окне прозрачности 1300 нм усиление можно осуществить при использовании в качестве примеси празеодимия, однако такие усилители не нашли большого распространения.

Коэффициент усиления сигнала зависит от его входной амплитуды и длины волны. При малых входных сигналах амплитуда выходного сигнала линейно растет с ростом входного сигнала, коэффициент усиления достигает при этом своего максимального значения. Например, если входной сигнал 1 мкВт (30 дБм), то выходной сигнал может быть на уровне 1 мВт (0 дБм), что соответствует усилению в 30 дБ. Но при большом входном сигнале сигнал на выходе достигает своего насыщения, что приводит к падению коэффициента усиления. Например, на той же длине волны входной сигнал 1 мВт приведет к генерации выходного сигнала 20 мВт в режиме насыщения, что будет соответствовать коэффициенту усиления всего лишь 13 дБ.

На рис. 65 показано, как ведет себя коэффициент усиления К для EDFA в зависимости от длины волны и при различных значениях мощности входного сигнала (по материалам фирмы Corning).

Рис. 65.

Уменьшение К при Р_вх = 1 мВт связано с насыщением усилителя. На кривой зависимости К () для малых значениях мощности входного сигнала заметны минимумы и максимумы. Отсутствие плато в широком диапазоне длин волн (от 1530 до 1560 нм) требует дополнительно на линейке ОУ устанавливать эквалайзеры с целью выравнивания амплитуд мультиплексных сигналов разных длин волн. В настоящее время ведется активный поиск путей выравнивания кривой усиления. Следует отметить, что построение усилителей с такими характеристиками является вопросом отработки технологии производства всех элементов усилителя.

Характерным для ОУ является широкополосный собственный шум (рис. 66), который главным образом связан со спонтанным излучением инверсно-заселенных уровней на примесных атомах и избежать его невозможно.

Разновидности усилителей EDFA.

В коммерческих реализациях сегодня преобладают две разновидности ОУ EDFA с примесным волокном: на кремниевой основе, и на фтор-цирконатной основе. Отличие указанных ОУ заключается только заготовочным волокном.

Рис. 66.

Первыми на рынке появились ОУ EDFA на кремниевой основе, которые и определили их широкое использование благодаря возможности усиления WDM сигнала в широком спектральном интервале при приемлемых вносимых шумах на разных длинах волн. Сегодня оба типа указанных ОУ способны работать во всем диапазоне выхода оптического излучения эрбия от 1530 нм до 1560 нм. Однако ОУ на кремниевой основе не имеют такой ровной передаточной кривой коэффициента усиления, как усилители на фтор-цирконатной основе, рис. 67 (кривая выходной мощности, представляющей собой мощность входного шума, при отсутствии сигнала на входе).

Рис. 67.

Из-за особенностей конструкции усилители EDFA вносят определенный шум в усиливаемый сигнал, снижая соотношение с/ш и ограничивая число каскадов и расстояние между двумя электронными регенераторами.

Этот недостаток не помешал дальнейшему развитию технологии и серийногo производства ОУ EDFA. Четырехволновое мультиплексирование в окне 1550 нм, появившееся всего несколько лет назад, сегодня уступает место мультиплексным, системами с числом волновых каналов более 40. Увеличение числа каналов уменьшает удельную мощность (мощности на канал) в выходном сигнале, которая снижается примерно на 3 дБ при удвоении числа каналов.

Усилители на кремниевой основе.

Усиление DWDM сигнала в традиционных ОУ на кремниевом волокне связано с проблемой — нерегулярности коэффициента усиления как функции длины волны. На рис. 68 а (кривые выходной мощности (сигнала и шума) при поступлении на вход ОУ DWDM сигнала для ОУ: а — на кремниевой основе (наблюдается завал в окрестности 1540 нм); б — на фтор-цирконатной основе) показана кривая выходной мощности при усилении 16-канального мультиплексного сигнала со скоростью на канал STM-16 (2,5 Гбит/с). Как видно, на некоторых каналах сохраняется довольно высокое отношение с/ш (SNR), в то время как на других, особенно в районе 1540 нм, значение SNR низкое. В результате может оказаться, что DWDM сигнал, проходящий через ОУ на одних каналах (например, выше 1545 нм) будет имеет приемлемое SNR, а на других (район 1540 нм) не удовлетворительное для используемого приложения соотношение SNR.

Так как становление и развитие технологии усилителей EDFA на кремниевой основе произошло раньше, то сегодня большее распространение имеет именно эти разновидности EDFA. Ряд потребителей решают проблему завала кривой исключением области низкого усиления (от 1530 до 1542 нм), ограничиваясь более узким окном. Но это приводит в некоторых случаях к высокой плотности каналов, что нежелательно, так как с ростом плотности сильней начинают проявляться нелинейные эффекты (например, четырехволновое смешивание). Кроме этого, учитывая состояние дел по технологии фильтрации, стоимость выделения отдельных каналов из более плотного DWDM сигнала будет значительно выше.

Другим вариантом решения проблемы завала является намеренное предварительное селективное ослаблении входного сигнала (для получения более ровной картины амплитуд выходных сигналов и более согласованных значений SNR на разных каналах), но при этом приходится учитывать, что энергия на других каналах также перераспределяется.

а б Рис. 68.

В результате этого оптимизация системы становится сложной итерационной процедурой. Дополнительные сложности возникают, когда битовые скорости добавляемых или устраняемых каналов различны. Например, соотношение SNR для передачи STM-64 (10 Гбит/с) должно быть на 6 дБ больше, чем для передачи STM-16 (2,5 Гбит/с). В последнем случае, дополнительная мощность должна быть добавлена в канал STM-64.

Производители оборудования, учитывая эту проблему внедряют различные самооптимизирующиеся алгоритмы в элементы полностью оптической сети [17, 18]. Обеспечение возможности динамического оптического выравнивания по энергии между каналами важно не только для работы с EDFA на кремниевой основе, но и само по себе, поскольку позволяет значительно повысить надежность сети.

Усилители на фтор-цирконатной основе.

Такие ОУ обладают более регулярным плато. Дело в том, что фторосодержащее волокно способно поглотить больше эрбия, что и приводит к улучшению профиля в области 1530 — 1542 нм, которая теперь доступна для усиления DWDM сигнала.

Рис. 68б показывает, насколько эффективно усиливается DWDM сигнал. Мультиплексированные каналы практически по всей полосе пропускания имеют близкие значения SNR, что существенно упрощает процедуру оптического балансирования при воспроизведении сигналов, когда каналы добавляются или удаляются.

У фтор-цирконатных ОУ EDFA есть один недостаток — выше (чем у кремниевого) уровень шума, что является следствием большей рабочей длины волны лазера накачки 1480 нм. Дело в том, что длина волны накачки 980 нм, характерная для кремниевого EDFA, не эффективна для работы флюоридного усилителя EDFA, поскольку на этой длине волны велико сечение поглощения, сопровождающееся возбуждением других состояний. Указанный недостаток проявляется при строительстве сверхпротяженных безрегенерационных сегментов с каскадом оптических усилителей, ограничивая расстояния между усилителями. В настоящее время определены пути преодоления этой проблемы, и производители собираются поставлять следующее поколение фтор-цирконатных усилителей EDFA, имеющих ровный профиль, низкий уровень шумов и более высокую надежность.

Сигналы с более низкими частотами можно усиливать, легируя волокна другим элементом — празеодимием, в результате чего получаются усилители на ОВ, легированных празеодимием (Praseodymium-Doped Fiber Amplifiers — PDFA). Эти усилители перспективны для усиления сигналов, передаваемых с использованием длины волны около 1300 нм. Аналогичным образом, рамановские усилители эффективно функционируют на длинах волн 1300, 1400 и 1500 нм. Весьма многообещающе применение этих усилителей в системах передачи цифровых данных, использующих мультиплексирование по длине волны высокой плотности (dense wavelength division multiplexing — DWDM).

1. Болушевский С. В.: Эффективный Интернет: Трюки и эффекты. — СПб.: Питер, 2009.

2. Санкт-Петербургский гос. ун-т телекоммуникаций им. М.А. Бонч-Бруевича; отв. ред. Л. А. Медведева; ред. кол.: А. А. Костин и др.: Труды учебных заведений связи. — СПб.: Санкт-Петербургский гос. университет телекоммуника, 2009.

3. Санкт-Петербургский гос. ун-т телекоммуникаций им. М.А. Бонч-Бруевича; отв. ред. Л. А. Медведева; ред. кол.: А. А. Костин и др.: Труды учебных заведений связи. — СПб.: Санкт-Петербургский гос. университет телекоммуника, 2009.

4. Абилов А. В.: Закономерности развития регионального инфокоммуникационного комплекса. — М.: Горячая линия — Телеком, 2008.

5. Санкт-Петербургский гос. ун-т телекоммуникаций М.А. Бонч-Бруевича; отв. ред. Л. А. Медведева; ред. кол.: А. А. Костин и др.: Труды учебных заведений связи. — СПб.: Санкт-Петербургский гос. университет телекоммуникаций, 2008.

6. Санкт-Петербургский государственный ун-т телекоммуникации им. проф. М.А. Бонч-Бруевича: Труды учебных заведений связи. — СПб.: Санкт-Петербургский гос. ун-т телекоммуникаций им., 2008.

7. Бардиян Д. В.: Работа на компьютере. Трюки и эффекты. — СПб.: Питер, 2007.

8. Берлин А. Н.: Цифровые сотовые системы связи. — М.: Эко-Трендз, 2007.

9. Санкт-Петербургский гос. ун-т телекоммуникаций М.А. Бонч-Бруевича; отв. ред. Л. А. Медведева; ред. кол.: А. А. Костин и др.: Труды учебных заведений связи. — СПб.: Санкт-Петербургский гос. университет телекоммуникаций, 2007.

10. Голдман М.: Работа на компьютере. — СПб.: Питер, 2005.

11. Кучников Т. В.: IP-телефония не для профессионалов. — М.: Новый издательский дом, 2005.

12. Беллами Дж.: Цифровая телефония. — М.: Эко-Трендз, 2004.

13. Балабанов И. Т.: Электронная коммерция. — СПб.: Питер, 2001.