Стандартные spice модели элементов микросборки

Диод.

Параметры стандартной SPICE модели диода [7] приведены в табл. 1.

Таблица 1.

Биполярный транзистор.

Параметры стандартной SPICE модели биполярного транзистора [7] приведены в табл. 2.

Таблица 2.

Полевой транзистор с управляющим pn переходом.

Параметры стандартной SPICE модели (level 2) полевого транзистора [7] приведены в табл. 3.

Таблица 3.

Разработка Spice моделей элементов гибридной микросхемы 828КТ6

Определение основных параметров модели биполярного транзистора.

Основными параметрами модели Гуммеля-Пуна, определяемыми в работе, являются:

Is — ток насыщения (А);

nf — коэффициент неидеальности в прямом включении;

Bf — коэффициент усиления тока базы в прямом включении;

Vaf — напряжение Эрли в прямом включении (В);

Rb — сопротивление базы транзистора (Ом);

Rс — сопротивление базы транзистора (Ом);

Определение с о п р о т и в л е н и я к о л л е к т о р, а «Rc» .

Снимаются выходные ВАХ транзистора. Метод основан на том, что в области насыщения наклон ВАХ определяется величиной коллекторного сопротивления (рис. 18 (а)).

Рис. 18. Обработка результатов измерения входных (а) и выходных (б) ВАХ биполярного транзистора.

В области малых токов и напряжений (в области насыщения) берутся приращения напряжения U1 и приращения тока коллектора I1. Сопротивление коллектора рассчитывается :

Определение н, а п р я ж е н и я Э р л и «Vaf» .

Его величина определяется по наклону зависимости Ik=f (Uкэ) в области больших напряжений (рис. 18 (а)):

где I1- значение тока коллектора, в котором берется приращение I2.

Коэффициенты Is, nf уравнений находятся следующим способом. Снимаются входные вольт-амперные характеристики Iк=f (Uбэ), Iб=f (Uбэ). Для определения параметров Is, nf выбирается участок Iк=f (Uбэ), на котором зависимость тока от напряжения является экспоненциальной (рис. 18 (б)) (еще нет влияния сопротивлений). На графике, построенном в логарифмическом масштабе, это будет линейный участок с наибольшей крутизной. На этом участке выбираются две точки, максимально отстоящие одна от другой. Для них можно записать:

Iк1= Is (exp (Uбэ1 / nfт)-1).

Iк2= Is (exp (Uбэ2 / nfт)-1).

Чтобы найти Is и nf два выражения логарифмируются и составляется система уравнений для этих двух точек.

Uбэ1 = nf* 0.026 ln (Iк1/Is+1).

Uбэ2 = nf* 0.026 ln (Iк2/Is+1).

Из этой системы находятся Is и nf (Is находится в пределах от 1Е-15 до 1Е-9 Ампер; nf обычно чуть больше единицы). Для достаточно больших значений прямого напряжения между базой и эмиттером зависимость тока от напряжения отклоняется от экпоненциальной вследствие падения напряжения на сопротивлении базы. В этом случае напряжение между базой и эмиттером складывается из напряжения на p-n-переходе и напряжения на сопротивлении rb:

Uбэ3=nf 0.026 ln (Iк3/Is+1)+Iб3 rб.

Зная Is и nf из предыдущего этапа, из данного уравнения можно найти rb. Определение к о э ф ф и ц и е н т, а усиления по току «Bf». Bf определяется как отношение тока коллектора к току базы в тех точках, где он (Bf) имеет максимум.

Bf=max (Iк/Iб).

SPICE модель составного биолярного транзистора vt2-vt3.

* Subcircuit 828_KT6_bip.

.SUBCKT 828_KT6_bip cc bb ee.

Qsmall cc bb 11 11 Bip area=1.

.model Bip npn (.

+ IS = 1.115e-14.

+ XTI = 23.

+ BF = 96.2.

+ TBF1 = 0.017.

+ NF = 973.3m.

+ TNF1 =0.002.

+ VAF = 60.00.

+ IKF = 4000.36m.

+ ISE = 2.000f.

+ NE = 1.252.

+ BR = 22.96.

+ NR = 992.7m.

+ VAR = 17.00.

+ IKR = 8.000m.

+ ISC = 89.65f.

+ NC = 1.273.

+ RB = 80.

+ TRB1 =0.003.

+ IRB = 15m.

+ RBM = 0.4.

+ RE = 0.1.

+ RC = 8.5.

+ XTB = 1.43.

+ EG = 1.110.

+ CJE = 80.4p.

+ VJE = 1.100.

+ MJE = 272.0m.

+ TF = 47.81p.

+ XTF = 4.359.

+ VTF = 3.237.

+ ITF = 17.53m.

+ PTF = 176.2.

+ CJC = 89.2p.

+ VJC = 1.359.

+ MJC = 253.0m.

+ XCJC = 1.000.

+ TR = 5.099n.

+ FC = 500.0m).

Qbig cc 11 ee ee Bip area=3.5.

.model rmodel res tc1=0.001.

R1 bb 11 rmodel 2700.

R2 11 ee rmodel 400.

.ENDS.

SPICE модель стабилитрона vd1.

* Subcircuit vd1.

.SUBCKT vd1 plus minuse.

D1 plus minuse VDD1.

.model VDD1 D (level = 2.

+ IS = 1.2e-12.

+ Rs = 0.0.

+ N = 1.2.

+ XTI = 0.4.

+ ISR = 1e-9.

+ NR = 2.2.

+ BV = 7.165.

+ IBV = 1. e-3.

+ NBV = 3.5.

+ TBV1 = 0.35.

+ CJO = 683p).

.ENDS.

SPICE модель стабилитрона vd2.

* Subcircuit vd2.

.SUBCKT vd2 plus minuse.

D2 plus minuse VDD2.

.model VDD2 D (level = 2.

+ IS = 2. e-13.

+ N = 1.008.

+ IKF = 3.5e-4.

+ XTI = 8.5.

+ BV = 40.

+ IBV = 1. e-3.

+ NBV = 3.5.

+ TBV1 = 0.35.

+ CJO = 3.4n).

.ENDS.

SPICE модель транзистора с управляющим pn переходом vt1.

* Subcircuit 828KT6_Jfet DR Gate Source.

.SUBCKT 828KT6_Jfet 100 200 300.

J1 100 200 300 JFET1.

.model JFET1 NJF (level = 2.

+ VT0=-3.35.

+ BETA = 2.9e-2.

+ LAMBDA = 0.1.

+ Is = 1e-14.

+ N = 1.

+ Rd = 0.

+ VTOTC = -0.002.

+ BETATC = -0.6.

+ CGD = 214pF.

+ CGS = 64.8pF).

.ENDS.

Диод VD1.

Рис. 19 Схема подключения диода в программе Sуstem Vision

Рис. 20 Сравнение измеренных и смоделированных ВАХ прямой ветви диода vd1, при температурах 25? C, 55? C, 85? C.

Рис. 21 Сравнение измеренных и смоделированных ВАХ прямой ветви диода vd1 в полулогарифмическом масштабе, при температурах 25? C, 55? C, 85? C.

Рис. 22 Сравнение измеренных и смоделированных ВАХ обратной ветви диода vd1, при температурах 25? C, 55? C, 85? C.

Диод VD2.

Рис. 23 Сравнение э измеренных и смоделированных ВАХ прямой ветви диода vd2, при температурах 25? C, 55? C, 85? C.

Рис. 24 Сравнение измеренных и смоделированных ВАХ прямой ветви диода vd2 в полулогарифмическом масштабе, при температурах 25? C, 55? C, 85? C.

Рис. 25 Сравнение измеренных и смоделированных ВАХ обратной ветви диода vd2, при температурах 25? C, 55? C, 85? C.

Полевой транзистор с управляющим pn переходом VT1.

Рис. 26 Схема измерения сток-затворной характеристики полевого транзистора с управляющим pn переходом в программе Sуstem Vision.

Рис. 27Схема измерения выходной характеристики полевого транзистора с управляющим pn переходом в программе Sуstem Vision.

Рис. 28 Сравнение измеренной и смоделированной сток-затворной характеристики полевого транзистора с управляющим pn переходом VT1 при температуре 25? С.

Рис. 29 Сравнение измеренной и смоделированной выходной характеристики полевого транзистора с управляющим pn переходом VT1 при температуре 25? С.

Рис. 30 Сравнение измеренной и смоделированной сток-затворной характеристики полевого транзистора с управляющим pn переходом VT1 при температуре 55? С.

Рис. 31 Сравнение измеренной и смоделированной выходной характеристики полевого транзистора с управляющим pn переходом VT1 при температуре 55? С.

Рис. 32 Сравнение измеренной и смоделированной сток-затворной характеристики полевого транзистора с управляющим pn переходом VT1 при температуре 85? С.

Рис. 33 Сравнение измеренной и смоделированной выходной характеристики полевого транзистора с управляющим pn переходом VT1 при температуре 55? С.

Рис. 34 Сравнение измеренных и смоделированных сток-затворных характеристик при температурах 25? С, 55? С, 85? С. (при Vсз=2В)

Составной биполярный транзистор VT2-VT3.

Рис. 35 Схема подключения составного биполярного транзистора для измерения прямой характеристики Гуммеля в программе Sуstem Vision.

Рис. 36 Сравнение экспериментальной и смоделированной прямой характеристики Гуммеля, составного биполярного транзистора VT 2 — VT 3 при 3-х температурах Т=25?С, Т=55?С, Т=85?С

Рис. 37 Схема подключения составного биполярного транзистора для измерения выходной характеристики в программе Sуstem Vision.

Рис. 38 Сравнение измеренной и смоделированной выходной характеристики составного биполярного транзистора VT 2 — VT 3 при температуре Т=25?С, при токах базы Iб=254е-6, Iб=258е-6, Iб=264е-6.

Рис. 39 Сравнение измеренной и смоделированной выходной характеристики, составного биполярного транзистора VT 2 — VT 3 при температуре Т=55?С, при токах базы Iб=210е-6, Iб=215е-6, Iб=220е-6.

Рис. 40 Сравнение измеренной и смоделированной выходной характеристики составного биполярного транзистора VT 2 — VT 3 при температуре Т=25?С, при токах базы Iб=175е-6, Iб=180е-6, Iб=185е-6.

Погрешность при моделировании составляет 15%.

SPICE МОДЕЛИ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЕЙ.

Рис. 41. Простейшие макромодели операционных усилителей:

а — операционный усилитель, как идеальный источник напряжения, управляемый напряжением; б — однополюсная макромодель операционного усилителя с нелинейной передаточной характеристикой [7].

Рис. 42. Стандартная SPICE макромодель ОУ с входным дифференциальным каскадом на биполярных npn-транзисторах [7]

Модели операционных усилителей (ОУ) в отличие от встроенных моделей диодов и транзисторов представлены в виде макромоделей (подцепей), которые описываются на входном языке программы Pspice с помощью директивы.SUBCKT.

Предельно идеализированный операционный усилитель представляет собой источник напряжения, управляемый напряжением, как показано на рис. 41, а. Например, безынерционный операционный усилитель с коэффициентом передачи напряжения 20 000 описывается предложением.

EOP 10 0 1 2 2e4.

Немного сложнее схема замещения операционного усилителя, в которой учитываются нелинейность проходной характеристики и наличие одного полюса частотной характеристики, показана на рис. 41, б. Диоды VD1, VD2, на которые подаются запирающие напряжения от источников постоянного напряжения V1, V2, имитируют нелинейность проходной характеристики операционного усилителя. Сопротивления Rвх, Rс равны входным сопротивлениям для дифференциального и синфазного сигналов, конденсаторы Cвх, Сс имитируют частотные зависимости входных сопротивлений. Коэффициент передачи операционного усилителя равен.

K (s)=K/(1+ s),.

где K=G1R1G2Rвых — коэффициент передачи на постоянном токе, =R1C1=K/(2fт) — постоянная времени первого полюса, fт — частота единичного усиления.

Высшие полюса учитываются в модели введением дополнительных RC-цепей. Ограничение скорости нарастания выходного напряжения имитируется введением в макромодель еще одного управляемого источника тока с ВАХ типа симметричного ограничителя с линейным участком при малых входных напряжениях.

Стандартная модель операционного усилителя с входным каскадом на биполярных транзисторах представлена на рисунке 42 (Операционный усилитель с полевыми транзисторами имеет аналогичную схему). В этой модели из реальной схемы операционного усилителя исключены все транзисторы, кроме двух транзисторов входного дифференциального каскада, что увеличивает быстроту моделирования за счет небольшого понижения точности. Существуют четыре разновидности этой схемы, в которых дифференциальный каскад образован биполярными pnpи npn-транзисторами и полевыми транзисторами с управляющим pn-переходом и каналами pи n-типов. Параметры этих моделей рассчитываются с помощью программы Parts по следующим паспортным данным:

напряжение источников питания;

максимальные значения положительного и отрицательного выходного напряжения;

максимальные скорости нарастания положительных и отрицательных выходных напряжений;

мощность потребления в статическом режиме;

емкость коррекции (внутренней или внешней);

входной ток смещения;

коэффициент усиления дифференциального сигнала на низких частотах;

частота единичного усиления;

коэффициент подавления синфазного сигнала;

дополнительный фазовый сдвиг на частоте единичного усиления, определяемый наличием второго полюса;

выходные сопротивления на низких и высоких частотах;

максимальный выходной ток короткого замыкания.

Входной дифференциальный каскад на транзисторах Q1, Q2 моделирует такие эффекты, как наличие токов смещения и зависимость скорости нарастания выходного напряжения от входного дифференциального напряжения. Емкость CE даёт возможность отразить несимметричность выходного импульса операционного усилителя в неинвертирующим включении. Емкость C1 вместе с емкостями переходов транзисторов дают возможность имитировать двухполюсный характер частотной характеристики операционного усилителя. Управляемые источники тока GA, GCH и резисторы R2, R02 моделируют дифференциальное и синфазное усиление напряжения. С помощью емкости C2, включаемой в схему по выбору пользователя (на рисунке 42 изображена пунктиром), можно имитировать внутреннюю или внешнюю коррекцию операционного усилителя.

Нелинейность выходного каскада операционного усилителя моделируется следующим образом: элементы DLN, DLP, R01 ограничивают максимальный выходной ток, а элементы DC, DE, VC, VE размах выходного напряжения.

Более совершенная модель операционного усилителя. С ее помощью удается устранить три основных недостатка:

более точное моделирование ситуации, когда среднее значение напряжения питания не равно нулю (соединения с «землей» у этой модели нет);

правильное воспроизведение полярности выходного тока, что разрешает моделировать операционный усилитель с обратной связью по току;

возможность имитации любого количества полюсов и нулей, необходимого для точного описания частотной характеристики реального операционного усилителя (в модели на рисунке 42 учтено только два полюса, что недостаточно для моделирования быстродействующих операционных усилителей).

Заметим, что стандартная модель операционного усилителя программы Pspice (рисунок 42) и тем более раннее упомянутая прецизионная модель при расчете схем, состоящих даже из малого количества операционных усилителей, требуют больших затрат машинного времени. Поэтому в случаях, когда нет необходимости в высокой точности воспроизведения динамических характеристик операционного усилителя, имеет смысл использовать приведенные ниже упрощенные модели операционных усилителей.