Проектирование избирательного усилителя

Избирательные усилители предназначены для усиления или подавления сигналов в некоторой узкой полосе частот.

Частотная избирательность рассматриваемых усилителей создаёт высокую помехозащищённость систем, работающих на фиксированных частотах, что широко используется в устройствах автоматического управления и контроля. Избирательные усилители широко распространены в радио приёмных и телевизионных устройствах, а также в многоканальных системах связи.

В данном курсовом проекте требуется разработать избирательный усилитель, подавляющий сигнал на частоте _{0 1}. Подразумевается, что в процессе выполнения будут подробно изучены активные RC-фильтры. В задании отмечено, что избирательный усилитель должен иметь спад в полосе задержания 60 Дб/дек, что соответствует третьему прядку фильтра. Реализовать такой усилитель можно посредством последовательного соединения нескольких фильтров нижних частот (пассивного ФНЧ и активного второго порядка) и режекторных фильтров, но так как в задании оговорено, что избирательный усилитель должен иметь многопетлевую ОС, то это накладывает некоторые ограничения при выборе фильтра. В такой ситуации я выбрал активный фильтр нижних частот второго порядка по схеме Баттерворта, а в качестве режекторных (заграждающих) — фильтры с двойным Т-образным мостом. Такой выбор соответствует требуемой характеристике.

1. Постановка задачи

Задачей курсового проекта является проектирование избирательного усилителя на базе операционного усилителя (ОУ) с многопетлевой обратной связью (ОС) с электронной регулировкой коэффициента усиления.

Исходные данные

Требуется, чтобы для разрабатываемой схемы избирательного усилителя источник питания был трансформаторный, а стабилизатор параллельный.

2. Разработка структурной схемы

Для получения требуемой ЛАЧХ, в структуре избирательного усилителя должны присутствовать фильтры, которые задержат сигнал на регулируемых частотах ₀=1.100 Гц и ₁=110.1000, и на частоте более _В=100 кГц.

В таком случае структурная схема избирательного усилителя будет содержать следующие блоки:

ПФНЧ — пассивный фильтр нижних частот, АЧХ выходного сигнала которого представлена на рис. 7.а., приложения. Этот фильтр первого порядка, соответственно спад АЧХ равен 20 дБ/дек.

АФНЧ — активный фильтр нижних частот второго порядка (спад 40 дБ/дек) с многопетлевыми обратными связями по схеме Баттерворта. На рис. 7.б. в приложении изображена АЧХ этого фильтра.

РФ — режекторный (заграждающий) фильтр по схеме активного заграждающего фильтра с двойным Т-образным мостом, АЧХ которого представлена на рис. 7.в.

ПУ — предварительный усилитель, управляя его коэффициентом усиления по напряжению мы имеем возможность менять коэффициент усиления избирательного усилителя в целом, в заданном диапазоне. С выхода данного усилителя мы получаем АЧХ представленную на рис. 7.г.

УМ — усилитель мощности, этот блок является стандартным, принципиальная схема его изображена на листе с принципиальной схемой избирательного усилителя.

УС LPT — устройство сопряжения с LPT портом обеспечивает заданную функцию электронной регулировки коэффициента усиления.

3. Разработка принципиальной схемы

3.1 Анализ и расчет ФНЧ

Для фильтра нижних частот (ФНЧ) фазо-частотная характеристика (ФЧХ) в полосе пропускания должна быть линейной. Когда спектр входного сигнала находиться полностью в полосе пропускания фильтра, такой сигнал должен передаваться на выход без искажений. Если ФЧХ линейна, фильтр работает как линия задержки, и это требование выполняется. Если же ФЧХ нелинейна, то из-за неодинаковости сдвига фаз между гармониками выходной сигнал будет отличаться от входного.

Схема простейшего ФНЧ приведена в приложении на рис. 1. Передаточная функция этого фильтра определяется выражением:

Заменив S на j, получим частотную характеристику фильтра. Для реализации общего подхода целесообразно нормировать комплексную переменную S. Положим принципиальный схема избирательный усилитель

где _с — круговая частота среза фильтра. В частотной области этому соответствует

j=j (/_с)

Частота среза _с фильтра на рис. 1 из приложения равна 1/RC. Отсюда получим S=sRC и

Используя передаточную функцию для оценки зависимости амплитуды выходного сигнала от частоты, запишем При >>1, т. е. для случая, когда частота входного сигнала >>_с,. Это соответствует снижению коэффициента передачи фильтра на 20 Дб на декаду.

Если необходимо получить более быстрое уменьшение коэффициента передачи, можно включить n фильтров нижних частот последовательно. Передаточная функция такой системы имеет вид:

Чаще всего рассматривают три вида АЧХ (и соответственно три вида фильтров). Эти АЧХ представлены в приложении на рис. 2 в логарифмическом масштабе. Кривая 1 — это АЧХ фильтра Бесселя. У него ФЧХ весьма близка к линейной, т. е. к идеальной, однако АЧХ далека от идеальной. Недостаток фильтра Бесселя — малый наклон АЧХ вблизи границы полосы пропускания, иначе — малое подавление внеполосной помехи, если ее частота намного превосходит значение граничной (f_гр).

Кривая 2 описывает фильтр Чебышева. АЧХ этого фильтра в полосе пропускания имеет волнистый характер. Число вершин (или, на математическом языке, число локальных максимумов) часто называют порядком фильтра. Однако, строго говоря, порядок фильтра — это порядок уравнения, описывающего его АЧХ.

Одним из локальных максимумов (минимумов) всегда лежит на нулевой частоте. Все максимумы лежат на одном уровне, все минимумы — на другом. Разницу в децибелах между этими уровнями принято называть неравномерностью АЧХ фильтра Чебышева в полосе пропускания.

В литературе обычно рассматривают фильтры Чебышева с неравномерностью АЧХ 0.5, 1 и 3 дБ. Чем больше неравномерность, тем больше крутизна АЧХ вблизи границы полосы пропускания и тем круче проходит правая асимптота характеристики.

Иными словами, чем больше неравномерность, тем сильнее фильтр подавляет помеху, частота которой находиться за пределами полосы пропускания. Однако платой за такую повышенную избирательность служит неравномерность АЧХ и особенно ФЧХ и, как следствие, — сильные искажения полезного сигнала.

Кривая 3 — это АЧХ фильтра Баттерворта, который является компромиссом между фильтрами Бесселя и Чебышева. Его АЧХ наиболее близка к асимптотам и нигде не пересекает их. Лишь вблизи граничной частоты имеется небольшой — на 3 дБ — «завал» АЧХ. ФЧХ фильтра Баттерворта несколько отличается от линейной.

Левая асимптота АЧХ любого ФНЧ горизонтальная, а правая наклонена под углом, соответствующим крутизне 20N дБ на декаду, где N — порядок фильтра. Порядок равен (за редким исключением) числу входящих в фильтр реактивных элементов, в нашем случае конденсаторов, поскольку речь об активных RC-фильтрах.

Основной параметр ФНЧ — это граница полосы пропускания, или граничная частота f_гр, измеренная на уровне — 3 дБ относительно максимального коэффициента передачи А_max. Другой частотный параметр — частота среза f_ср, которая равна абсциссе точки пересечения асимптот (базисной точки). Базисный коэффициент передачи ФНЧ играет такую же

роль, как и в узкополосно-избирательном фильтре, с той лишь разницей, что он равен коэффициенту передачи фильтра по постоянному току (на бесконечно малой частоте).

Коэффициент передачи ФНЧ на частоте f>> f_гр(практически на две-три октавы и более) определяют по формуле:

Подобное соотношение справедливо и для селективных фильтров. Значение граничной частоты и частота среза, как правило, не совпадают. Исключением является фильтр Баттерворта.

Коэффициент избирательности фильтра — величина, показывающая, во сколько раз сильнее (слабее), чем в фильтре Баттерворта, подавляется в данном фильтре внеполосная помеха с частотой f>> f_гр. На рис… эта величина хорошо видна как разность по высоте между правой асимптотой АЧХ рассматриваемого фильтра и АЧХ фильтра Баттерворта с таким же значением f_гр.

Рассмотрим фильтр, который содержит две части: пассивный шестиполюсник и усилитель, здесь используется ООС.

В рассматриваемой схеме

При реализации ФНЧ, чтобы в знаменателе был полином второго порядка, необходимо принять Y1=1/R1, Y2=1/R2, Y3=1/R3. Тогда схема активного ФНЧ принимает вид приведенный на рис. 6 в приложении.

Здесь:

В практике обычно решается обратная задача — отыскание конкретных значений элементов схемы по заданным _П, Q, H₀.

В практике обычно решается обратная задача — отыскание конкретных значений элементов схемы по заданным _П, Q, H₀.

Пусть С1=с, тогда

C2=mC;

m¼Q²(1+|H₀|)

R2=(½_ПCmQ)[1]

R1=R2/|H₀|; R3=1/(_П)²C²R2m

Из сказанного выше следует, что все расчеты ФНЧ ведутся от граничной частоты. В задании по курсовому проектированию дана не частота среза, а частота, при которой коэффициент усиления становиться равным нулю, но при логарифмической шкале нельзя получить точку в которой k_U=0, таким образом принимаем допущение, что частотой при которой k_U=0 будет та частота, при которой коэффициент усиления активного фильтра становиться ниже 10^-3. Построим АЧХ схемы фильтра третьего порядка (рис. 3, приложение) собранного связно-каскадным методом с многопетлевыми ОС на элементах R1, C1, R2, C2, R4, R3, C3, DA1. Так как фильтр третьего порядка, то спад в полосе задержания будет составлять 60 дБ/дек. По шкале L откладывается логарифмическая величина равная 20log k, тогда логарифмическая величина, соответствующая «принятому нулю» будет равна -60 дБ. В таком случае не сложно сосчитать, что граничная частота будет составлять в данном случае 10кГц или в логарифмическом масштабе 4.

Как говорилось выше в данном курсовом проекте применена схема каскадного фильтра в котором первым каскадом является пассивный RC-фильтр, а вторым каскадом — многопетлевой активный фильтр второго порядка по схеме Баттерворта.

Для того, чтобы обеспечить 60 дБ/дек в полосе задержания надо, чтобы частоты срезов обоих каскадов были одинаковы.

Расчет ФНЧ.

Пусть R1=R4=R3=R и C1=C2=C3=C.

Возьмем С=0,1 мкФ, тогда

МЛТ 0,25 с допущением 2% ряда Е26.

3.2 Анализ и расчет режекторного фильтра

Режекторный или заграждающий фильтр имеет АЧХ представленную в приложении на рис. 4. Активный заграждающий фильтр может быть реализован на основе двойного Т-образного моста. Хотя двойной Т-образный мост сам по себе является заграждающим фильтром, его добротность составляет только 0,25. Ее можно повысить, если мост включить в цепь обратной связи ОУ. Один из вариантов такой схемы приведен на рис. 5 в листе приложения. Сигналы высоких и низких частот проходят через двойной Т-образный мост без изменения. Для них входное напряжение фильтра равно U_вх. На резонансной частоте выходное напряжение равно нулю. Передаточная функция схемы на рис. 5 приложения имеет вид:

или учитывая, что _р=1/RC,

С помощью этого выражения можно непосредственно определять требуемые параметры фильтра. Задав коэффициент усиления неинвертирующего усилителя равным 1, получим Q=0,5. При увеличении коэффициента усиления добротность растет и стремиться к бесконечности, если 2.

Расчет режекторного (заграждающего) фильтра.

1) ,

где С5=С6=С, С4=2С, R5=R6=R, R7=0.5R

₀=1.100 Гц а) ₀=1 Гц Пусть С=0,1 мкФ, тогда R=10 МОм.

Выбираем С5, С6 = 0,1 мкФ,

С4=0,2 мкФ,

R5=R6=10 МОм,

R7=5 МОм.

б) ₀=100 Гц Пусть С=0,1 мкФ, тогда R=100 кОм.

Выбираем С5, С6 = 0,1 мкФ,

С4=0,2 мкФ,

R5=R6=100 кОм,

R7=50 кОм.

В качестве R7 выберем оптопару ФСК-5 которая имеет Rт=5 МОм и R_св=50 кОм, U_раб=5 В.

Имея эти данные получим

2) ,

где С8=С9=С, С7=2С, R12=R13=R, R14=0.5R

₀=110.1000 Гц а) ₀=110 Гц Пусть С=0,1 мкФ, тогда R=90 кОм.

Выбираем С8, С9 = 0,1 мкФ,

С7=0,2 мкФ,

R12=R13=90 кОм,

R14=45 кОм.

б) ₀=1000 Гц Пусть С=0,1 мкФ, тогда R=10 кОм.

Выбираем С8, С9 = 0,1 мкФ,

С7=0,2 мкФ,

R12=R13=10 кОм,

R14=5 кОм.

В качестве R14 выберем оптопару СФ-2−2 которая имеет Rт=47 кОм и R_св=5 кОм, U_раб=10 В. Имея эти данные получим

При принятом коэффициенте усиления равном 1 R9 должно быть много больше R8 (R9>>R8)

Пусть R8=1 кОм, тогда R9 выбираем равным 620 кОм, оба МЛТ 0,25.

Аналогичным образом подобраны R15 и R16.

3.3 Расчет предварительного усилителя (неинвертирующего)

Пусть коэффициент усиления по напряжению предварительного усилителя изменяется от 1 до 2, а коэффициент усиления по напряжению усилителя мощности (УМ) будет равен 5, тогда изменяя k_U предварительного усилителя в принятых пределах выходной коэффициент усилителя будет изменяться от 1 до 10.

Для k_U=1 R11, а при k_U=2 R11R10.

В качестве R11 выбираем оптопару ОЭП-9, где R_{темновое}=10⁹ Ом, R_{световое}=10⁴ Ом, тогда R10=R_{световому}=10 кОм МЛТ 0,25 Е26 5%

3.4 Расчет усилителя мощности

Усилитель мощности служит для усиления сигнала по мощности.

Принципиальная схема УМ показана на рисунке ниже:

Проведем расчет схемы.

Е_пит =60 В

E_пит=(U_вых)_max+(U_кэ)_min=50+10=60B

(U_кэ)_max=(U_вых)_max+E_пит=110B

Принимаем

(I_к)_max>I_н, т. е. >1A

Мощность на VT1—VT3

P_к=60Вт Выбор

(U_кэ)_доп>2Е_пит, т. е. >120B I_доп=1А Р_к>60Вт

n-p-n

VT1—VT3 — KT865A

Эти транзисторы имеют следующие параметры

U_кэ=400В

I_к=10А

P_к=75Вт

=60

I_к0=2*I_H=2А

R₃₁=E_пит /(2* I_к0)=15 Ом Сопротивление R₂₁ выбирается из условия, что падение напряжения на нем в покое 510 В. Таким образом, R₃₀=5 Ом. Сопротивления делителя напряжения на резисторах R₂₇ — R₂₉ принимаются равными между собой и находятся из следующего соотношения R₂₇=R₂₈=R₂₉=(E_пит*) /(15* I_к0)=120 Ом R₂₆=1 кОм Требуемый коэффициент усиления по напряжению определяется соотношением R₂₅ / R₂₄ =5. Таким образом R₂₅=800 Ом R₂₄=160 Ом. Диоды VD1, VD1 KD521A.

3.5 Расчет блока питания

Схема блока питания изображена в листе с принципиальной схемой избирательного усилителя.

Расчет трансформатора питания

1. ток через вторичную обмотку

I_II=1.5I_M=1.5A

2. мощность потребляемая выпрямителем от вторичной обмотки

P_II=U_III_II=1141.5=171Вт Расчет стабилизатора на 60В

1. определим необходимое для работы стабилизатора входное напряжение при заданном выходном

U_вых=U_п+3

U_вых=63В

2. максимальная рассеиваемая мощность транзистора

P_max=1.3(U_вых-U_п)I_н=3,9Вт

3. выбираем VT7

P_max>3.9 U_кэ>3B I_к>1.15A

n-p-n П702 Р=4Вт U_кэ=60 В I_к=2А _min=25

p-n-p П210А

4. максимальный ток базы

(I_Б)_max=

5. подбор стабилитрона

U_стаб=U_вых I_стаб=(I_Б)_max

D 817А U=50.561.5 R=35Ом I_min=5A P=2Вт

6. R34=(U_вых-U_стаб)((I_Б)_max+(I_стаб)_min)=9.5(0.04+5)=47.88 Ом Берем 51Ом

7. мощность R34

P_R34=(U_вых-U_стаб)²/R34=Вт Пусть Р_R34=2Вт Расчет выпрямителя для 60 В Исходные данные

U_Н=60 В I_н=1,15(I_н)_УМ=1,15А

1. определим переменное напряжение на второй обмотке сетевого трансформатора

U_II=BU_H,

Где U_H — постоянное напряжение на нагрузке В — коэффициент который зависит от тока нагрузки (таблица 2)

Таблица 2

Выбираем В=1,8 тогда U_II=114B

2. по I_н определим I_max через каждый диод моста

I_Д=0,5СI_н по таблице 2 С=1,7

I_Д=0,51,71=0,85А

3. обратное напряжение приложенное к каждому диоду

U_обр=1,5U_н=90В

4. подбираем диоды Д 302 I=1A U=200B

5. определим емкость конденсатора фильтра С_Ф=3200,

где k_П — коэффициент пульсаций Выбираем k_П=10−2

С11=5333 мкФ выбираем 6200 мкФ100 В Расчитаем делитель на 35 В.

Примем R₄₉ равным 5 кОм, тогда R₄₈ будет равно:

кОм.

R₄₉ и R₄₈ выберем из ряда Е 24.

R50 и R51 расчитываются аналогично.

Расчет выпрямителя для 15 В Исходные данные

U_Н=15 В I_н=nI_ОУ=120мА

1. определим напряжение на второй обмотке сетевого трансформатора

U_II=BU_H, из таблицы 2 подставим значение В=0,8 и получим

U_II=0,8U_H=12В

2. I_max через VD

I_Д=0,5СI_н= 0,52.4120=144мА

3. обратное напряжение приложенное к каждому диоду

U_обр=1,5U_н=22,5В

4. подбираем диоды КД 202В

С_Ф=3200,

где k_П — коэффициент пульсаций Выбираем k_П=10−2

С13= 2200,068 В R36=6.2кОм 5% Е24 МЛТ 0,25Вт С14=0,01мкФ С15=0,15мкФ

DA5-K 142 EU 3A VT7- KT 803 A

(I_к)_max=10A P_к=60Вт U_кэ=70 В =30

Ток защиты равен 1А

I_Б=1/30=0,03А

R37=0.6/0.03=20Ом

R38=3кОм 5% МЛТ 0,25Вт

U_вых=2,6 R39+R40<20кОм

15=2.6 5.8=20 000/R40

R40=34 483кОм 5% Е24 МЛТ 0,25 Вт

R37=20 000−3кОм=1 670 016 кОм 5% Е24 МЛТ 0,25 Вт Для -15 В та же схема, т. е.

C13=C16 R36=R43 C14=C13 R37=R44 R38=R45

R39=R46 R40=R47 C15=C18 VT10=VT11

Расчёт делителя для + 5 В.

Примем R42=2 кОм, тогда R41 будет равно:

кОм.

4. Разработка интерфейсной части

С LPT порта должно проводиться управление одним параметром — коэффициентом усиления по напряжению k_U. Как уже говорилось управление производиться через фоторезисторную оптопару ОЭП-9 входные параметры которого 05,8 В.

Устройство сопряжения содержит регистр защелку 1533 ИЕ22 или 1533 ИЕ23 и цифро-аналоговый преобразователь К 427 DA1 (подобран по питанию).

В шине используются S0-S7 — как 8-битный цифровой сигнал преобразующий в аналоговый и S8 — сигнал строба регистра защелки по переднему фронту которого на выход регистра, а значит и на вход ЦАП, выставляется текущий цифровой сигнал с ISA.

Заключение

В ходе работы над проектом была разработана структурная и принципиальная схема избирательного усилителя. Был сделан обзор активных фильтров, подробнее рассмотрены, используемые в схеме избирательного усилителя, фильтры нижних частот (ФНЧ) и режекторные фильтры (РФ).

Фильтр собран по каскадной схеме, но с использованием местных многопетлевых ОС. Первый фильтр пассивный дающий спад в полосе задержания — 20дБ/дек, второй активный многопетлевой ФНЧ второго порядка дающий спад — 40дБ/дек, таким образом при одинаковых _ср суммарный спад составит — 60дБ/дек. Третий фильтр — режекторный с Т-образным мостом обеспечивающий подавление нужной частоты в полосе пропускания с добротностью Q>1.

В ходе реализации режекторного фильтра возникла следующая проблема он обладал малой добротностью, чтобы это устранить в схему фильтра был внедрён операционный усилитель с коэфициентом усиления равным 1, тем самым повысив добротность.

При разработке устройства для обеспечения необходимых выходных параметров возникла необходимость в применении усилителя мощности. Выбор был остановлен на УМ с выходным двухтактным каскадом, работающим в режиме АБ, что позволило уменьшить токи и повысить качество передачи сигнала. На входе УМ применён дифференциальный каскад, за счёт которого организована обратная связь, повышающая стабильность устройства.

Разработанный избирательный усилитель обладает функцией электронной регулировкой заданного параметра, т. е. коэффициента усиления по напряжению.

При выполнении курсового проекта были изучены и применены основные принципы построения RC фильтров. Были проанализированы такие универсальные схемные решения как усилитель мощности и блок питания.

В устройстве применены операционные усилители, реализованные на аналоговых прецизионных микросхемах, обладающих высокой степенью интеграции и поэтому схема удобна для серийного тиражирования, не требует высокоточной настройки отдельных экземпляров.

Приложение

Рис. 1. Простейший фильтр нижних частот первого порядка.

Рис. 2. АЧХ фильтров: 1- Бесселя, 2 — Чебышева, 3 — Баттерворта.

Рис. 3. АЧХ схемы фильтра третьего порядка.

Рис. 4. АЧХ режекторного (заграждающего) фильтра.

Рис. 5. Активный заграждающий фильтр с двойным Т-образным мостом.

Рис. 6. Схема активного фильтра нижних частот.