Разработка блока управления контактором, предназначенного для работы в сетях как постоянного, так и переменного тока

Целью данной работы является разработка блока управления контактором предназначенного для работы в сетях как постоянного, так и переменного тока.

Для работы вакуумных контакторов необходимо электрическое устройство, позволяющее включать (замыкать) электромагнитную систему контактора при подаче напряжения питания. Для расширения номенклатуры выпускаемых контакторов было принято решение о разработке универсального блока управления контактором, который работает как от сети постоянного тока, так и от сети переменного тока.

Данный блок управления контактором должен обеспечивать режимы работы электромагнитного привода необходимые для работы вакуумных контакторов, такие как, режим форсировки от момента включения до момента полного замыкания магнитной системы и режим сброса мощности.

Режим сброса мощности позволяет снизить энергопотребление контактора в режиме удержания по отношению к пусковому режиму и тем самым облегчить тепловой режим работы катушек.

В качестве основы схемотехнического решения была принята схема широтно-импульсного регулирования с микропроцессорным управлением. Такая схема имеет следующие преимущества:

· обеспечение широкого диапазона бесступенчатого регулирования в режиме сброса мощности;

· работа, как при постоянном, так и переменном входном напряжении;

· возможность программной адаптации под применение в новых разработках контакторов;

· поддержание заданного тока в катушках с высокой точностью.

1. Описание способов управления контактором

Для работы вакуумных контакторов необходимо обеспечить два режима работы электромагнитного привода: режим форсировки от момента включения до момента полного замыкания магнитной системы и режим сброса мощности. Ранее функцию сброса мощности в электромагнитных системах контактора реализовывали с помощью включения балластного резистора, переключением на пониженное напряжение питания, переключением катушек из параллельного включения в последовательное и однополупериодным выпрямлением тока удержания, далее использовали фазовое регулирование.

На рис. 1.1. показана схема сброса мощности на катушках контактора при помощи балластного резистора. Такая схема имеет очень низкий КПД, большая часть мощности рассеивается в виде тепла на балластном резисторе. Отсутствует регулирование сброса мощности в зависимости от входного напряжения.

Рис. 1.1 Схема с подключением балластного резистора.

СУ — система управления; L1 и L2 — катушки контактора; R — балластный резистор.

Переключение катушек из последовательного в параллельное

Переключение катушек контактора из параллельного соединения в последовательное дает только четырехкратный сброс мощности в режиме удержания, что недостаточно для обеспечения теплового режима катушек контактора. Требуются два силовых ключа. Схема приведена на рис. 1.2.

Схема с переключением катушек параллельно-последовательно При добавлении в эту схему балластного резистора, для обеспечения необходимого коэффициента сброса мощности, КПД такой схемы не превышает 50%.

Управление по принципу широтно-импульсной модуляции (ШИМ) Суть ШИМ управления состоит в изменении длительности импульсов при неизменной частоте или изменении частоты при неизменной длительности импульса. Ключом необходимо управлять таким образом, чтобы на выходе преобразователя, т. е. на входе электромагнитной системы контактора, поддерживать требуемую величину тока. Недостатки ШИМ заключаются в том, что такой преобразователь создает высокочастотные помехи в питающей сети.

Преобразователь построенный на таком принципе управления может поддерживать необходимый ток в катушках контактора в широком диапазоне входных напряжений, практически не зависит от формы входного напряжения, что дает высокую помехозащищенность, обеспечивает низкий уровень акустического шума контактора, т. к. частота ШИМ находиться за пределами слышимого диапазона (Рис. 1.3.).

Схема управления с ШИМ В данной разработке решено использовать схему управления с ШИМ.

2. Разработка функциональной и принципиальной схемы устройства

2.1 Техническое задание

Цель работы: является необходимость создания устройства управления катушками магнитной системы разрабатываемых контакторов на переменное и постоянное напряжение управления 24 В и 48 В.

В состав БУК должны входить следующие функциональные блоки:

— выпрямитель. Преобразует переменный ток на входе в постоянный ток на выходе.

— регулятор. Преобразует поступающее напряжение с выпрямителя в напряжение с необходимыми параметрами для управления магнитной системой контактора.

— схема управления. Выполняет функции управления БУК во всех режимах работы.

БУК должен обеспечить следующие режимы работы магнитной системы контактора:

— режим форсажа, на катушки электромагнитов подается выпрямленное, не регулируемое сетевое напряжение. Время форсажа 200 мс±25 мс. Токи протекающие в обмотках магнитной системы представлены в табл. 1. Включение контактора (переход в режим форсажа) может происходить не чаще одного раза в 3 сек.

— режим удержания, на катушки подается напряжение удержания (ток удержания) в соответствии с табл. 1.

— режим ограничения минимального напряжения, при входном напряжении меньше минимально необходимого (напряжение ограничения табл. 1) с катушек магнитной системы снимается напряжение удержания (отключение контактора). Последующее включение контактора (режим форсажа) возможно только в случае снижения входного напряжения меньше 2 В в течение времени необходимого для сброса внутренних схем БУК, но не более 1 сек.

Электрические параметры:

Частота переменного напряжения — 50Гц.

Остальные параметры в таблице 1.

Таблица 1.

Режимы работы БУК и переходы из режима в режим

Uном. — Номинальное напряжение питания;

Uуд. — Напряжение удержания магнитной системы;

Uмин — Напряжение ограничения.

Условия эксплуатации:

Температура окружающей среды -50єС +55єС Требования к конструкции:

Массогабаритные показатели — минимальные.

2.2 Функциональная схема блока управления контактором

На основании ТЗ необходимо разработать функциональную схему устройства, которая должна включать выпрямитель, регулятор на силовом транзисторе. Для управления регулятором принято использовать контроллер, который рассчитывает необходимую длительность ШИМ импульсов, а также выполняет ряд функций, по отслеживанию напряжения ограничения, и отсчета времени форсажа. Для питания и контроллера и драйвера силового транзистора необходим импульсный источник питания, работающий в широком диапазоне входных напряжений. Для отслеживания величины входного напряжения необходим датчик напряжения, передающий информацию на АЦП контроллера. На основании этих требований разработана функциональная схема представленная на рис. 2.2.

Функциональная схема БУК

2.3 Электрическая схема блока управления контактором

На основании блок схемы была разработана принципиальная электрическая схема блока управления контактором рис. 2.3.

Рис. 2.3. Схема принципиальная блока управления контактором Силовая схема Силовая схема состоит из выпрямительного диодного моста VD1, полевого транзистора с изолированным затвором VT1 и диода VD2, служащего для протекания тока катушек контактора в момент закрытия транзистора VT1. Также диод обеспечивает отсутствие высоковольтных выбросов при закрытии ключа, т. к. ток в катушках не прерывается. Для снижения высокочастотных пульсаций потребляемого тока после выпрямителя стоят конденсаторы С1-С7. На входе силовой схемы стоит варистор RV1, защищающий силовую схему и схему управления от перенапряжений в сети.

Драйвер Драйвер служит для управления затвором транзистора VT1. Он реализован на микросхеме DD1.

Источник питания Источник питания строится на импульсном DC-DC преобразователе типа SEPIC (single ended primary inductance converter), т. к. этот преобразователь позволяет работать с входными напряжениями и выше и ниже выходного. Реализован на ИС преобразователя напряжения DA2. Для питания контроллера DD2 используется линейный стабилизатор DA1.

Датчик напряжения сети Датчик представляет собой резистивный делитель (резисторы R1-R3, конденсатор С9), напряжение с которого поступает на АЦП микроконтроллера DD2. Конденсатор C9 осуществляет фильтрацию сигнала DC от высокочастотных помех.

Микроконтроллер Микроконтроллер управляет транзисторным ключом силовой схемы. Осуществляет расчёт скважности импульсов управления транзистором на основе вычисленного среднего значения напряжения с датчика напряжения сети. Длительность времени форсажа, напряжение отключения также определяются микроконтроллером.

3. Расчет силовой части устройства

3.1 Выбор варистора

Существует необходимость защиты БУК от кратковременных всплесков напряжения питающих, цепей. Для этих целей в блоке установлен варистор, представляющий из себя нелинейный резистор, сопротивление которого резко изменяется под действием приложенного напряжения. При достижении на варисторе импульса определенного напряжения, он снижает свое сопротивление, при этом гасит возникшее перенапряжение.

Варистор выбираем, по классификационному напряжению, которое должно быть больше амплитудного напряжения питания:

(3.1)

Максимальный ток варистора и абсорбируемая энергия, выбирается наибольшей для данного конструктивна варистора.

Был выбран варистор S20K75 Фирмы EPCOS со следующими параметрами:

Классификационное напряжение: 120 В.

Напряжение защиты: 200 В Абсорбируемая энергия 40Дж. (2 мс) Максимальный импульсный ток 6500А (за время 8/20 мкс).

Максимальная средняя рассеиваемая мощность: 1Вт.

3.2 Выбор диодного моста

Диодный мост выбирается как дискретный компонент, по основным его параметрам — максимальному обратному напряжению и среднему выпрямленному току.

Средний ток диодного моста определяется максимальным током в режиме форсажа.

Максимальное обратное напряжение диодного моста определяется напряжением защиты варистора, равным 200 В.

В качестве диодного моста был выбран мост GBPC3506 со следующими параметрами:

Средний выпрямленный ток: 35А Максимальное обратное напряжение: 600 В.

3.3 Выбор фильтровых конденсаторов

Фильтровые конденсаторы С1-С7 предназначены для обеспечения импульсными токами силовой части блока. Вследствие того, что питающая сеть имеет приведенную индуктивность, и омическое сопротивление в питающей сети при прохождении больших импульсных токов, возникнут помехи. Для обеспечения импульсными токами необходимо выбрать керамические или пленочные конденсаторы, которые имеют низкий импеданс на данной частоте.

В данном блоке вследствие ограниченности габаритов используются конденсаторы для планарного монтажа, с номинальным напряжением, превышающим защитное напряжение варистора.

Выберем керамические конденсаторы фирмы MURATA GRM55DR72E105KW01L типоразмера 2220, со следующими характеристиками:

В количестве 7 штук.

3.4 Расчет параметров силового транзистора

В качестве силового ключа выбираем МДП-транзистор, т. к. он имеет оптимальную стоимость и быстродействие.

Транзистор выбирается по максимальному напряжению, которое может ограничить варистор. Из параметров варистора:

Ток проходящий через силовой ключ в режиме форсажа будет определять токовые характеристики транзистора.

Мощность потерь транзистора зависит от сопротивления канала и от времени Нарастания фронта напряжения затвора, частоты переключения, поэтому из всех возможных транзисторов ищем транзистор с минимальным сопротивлением канала, и временем нарастания фронта.

Выбираем транзистор STP50NF25 со следующими характеристиками:

Udss=250 В

Rds (on)=0.069 Ом

Ids=45 A

Ugs=±20В

tr=20ns (Uds=125 В, I=22A, R=4.7Ом, Ugs=10В)

Qg=68нКл

Rthjс=0.78

Rthjа =62.5

Где Udss-максимальное напряжение сток-исток

Rds (on) — сопротивление канала транзистора

Ids-максимальный ток стока транзистора

Ugs-максимальное напряжение сток затвор

tr-время нарастания фронта на затворе (при конкретных условиях)

Rthjс-тепловое сопротивление перехода кристал-корпус

Rthjа-тепловое сопротивление перехода кристал-окружающая среда Остальные параметры можно посмотреть в приложении *Х.

3.5 Выбор и расчет элементов блока драйвера

Драйвер — это устройство, которое стоит между контроллером управления и силовым прибором. Это промежуточное устройство поэтому оно рассматривается как самостоятельное звено.

Основные функции драйвера в нашей схеме:

а) сформировать по мощности сигнал управления силовым прибором;

б) сформировать заданную скорость нарастания тока в управляющем электроде силового прибора, она должна быть большой или заданной;

Выберем необходимый драйвер для управления силовым ключом:

Драйвер должен обеспечивать необходимый импульсный ток в цепи затвора для быстрого заряда входной емкости и напряжения достаточного для вывода транзистора в режим насыщения.

Находим амплитудный ток затвора исходя из максимального времени заряда затвора и заряда затвора для включения и выключения транзистора.

Воспользуемся формулой изложенной в [2]:

(3.2)

Найдем необходимую среднюю мощность, рассеиваемую драйвером[2]:

(3.3)

Т.к драйвер принимает сигналы от контроллера, необходимо выбрать драйвер, который совместим с логическими уровнями (сигналами) контроллера.

Выбираем драйвер фирмы International Rectifier IR4428.

Со следующими характеристиками:

Амплитудный ток затвора: 1.5 A

Напряжение питания: 6−20 В Максимальное время нарастания фронта импульса: 35нС Рассеиваемая мощность: 625мВт Рассчитаем параметры резистора R4:

Рассчитываем необходимый импеданс драйвера, при напряжении питания драйвера 12В:

Ом (3.4)

Выберем чип резистор с номиналом 8.2 Ом, из ряда Е12.

Рассчитаем мощность резистора R4:

Найдем скважность прохождения тока через резистор:

(3.5)

Мощность рассеивающаяся на резисторе R4:

Вт (3.6)

Выберем чип резистор c рассеиваемой мощностью: 0.125Вт Типоразмера 0805.

Выбор конденсатора С8.

Вследствие того, что у проводников на плате присутствует паразитная индуктивность, фронт сигнала может заваливаться и драйвер может не выдать достаточный импульс тока. Для этих целей установлен конденсатор С8, который обеспечивает импульсными токами драйвер DD1.

Выберем керамический конденсатор MURATA GRM31CR71C475K с типоразмером 1206, его характеристики:

3.6 Расчет тепловой загрузки силового транзистора

Для расчета радиатора необходимо задаться температурой перехода силового транзистора, температурой окружающей среды, тепловые сопротивления указаны в параметрах транзистора.

Тогда сопротивление канала необходимо пересчитать для данной температуры:

(3.7)

Где коэффициент k определяется по графику Rds norm (Tj) (рис. 3.1)

Зависимость Rds (Tj).

Ом (3.8)

Найдем необходимую мощность рассеивания транзистора, с учетом того, что контактор непрерывно включается и выключается с минимальным временем, определенным в ТЗ.

График рассеяния мощности во времени на силовом ключе приведен на рис. 3.2.

контактор ток микроконтроллер преобразователь Временные характеристики мощности, выделяемые в транзисторе Найдем среднюю мощность в режиме форсажа. Для этого найдем скважность его работы на периоде минимального переключения.

(3.9)

Мощность в режиме форсажа определяется:

(3.10)

Средняя мощность на периоде переключения:

(3.11)

Найдем среднюю мощность, выделяемую в транзисторе в режиме удержания. Для этого найдем скважность его работы на периоде минимального переключения.

(3.12)

Найдем динамические потери по формуле

(3.13)

Для расчета статических потерь воспользуемся скважностью ШИМа. Т.к. среднее напряжение на катушках при токе в 4.8А, будет 4.3 В, рассчитаем скважность:

(3.14)

(3.15)

Найдем средние потери в режиме удержания, которые складываются из статических и динамических потерь:

(3.16)

Найдем сумму потерь на периоде переключения, сложим потери при форсаже и режиме удержания.

(3.17)

Рассчитаем температуру перехода транзистора при такой выделяющейся мощности

єС (3.18)

Температура превышает предельно допустимое значение для кремния, поэтому необходимо использовать радиатор.

Рассчитаем необходимую величину теплового сопротивления радиатора.

Выразим из основной формулы для расчета температуры кристалла, тепловое сопротивление поверхность радиатора — окружающая среда.

Тепловое сопротивление перехода корпус-охладитель при наличии теплопроводящей смазки. [1]

(3.19)

Выберем радиатор SK42−25S c тепловым сопротивлением, предназначенный для вертикального монтажа на плату, совместим корпусом транзистора T0−220.

3.7 Расчет параметров силового диода и расчет тепловой загрузки

Диод VD2 служит для замыкания через себя тока катушки во время выключения силового ключа.

Напряжение пробоя этого диода должно быть больше напряжения защиты варистора.

В (3.20)

Ток, протекающий через диод во время выключенного силового ключа будет определяющим для нахождения среднего тока этого диода.

А (3.21)

В нашем случае необходим быстродействующий диод с малым падением напряжения в открытом состоянии и минимальным временем обратного восстановления. Под эти условия подходит диод шотки.

Выберем диод MBR4025, со следующими характеристиками:

Гдемаксимальный прямой ток диода

— напряжение пробоя диода

— падение напряжения на диоде

— время обратного восстановления

,-соответствующие тепловые сопротивления Рассчитаем мощность рассеиваемую на диоде VD2, для этого воспользуемся графиком, изложенным в документации на прибор (рис. 3.3.).

Зависимость Pf (If ave)

Средний ток диода будем рассчитывать как средний ток катушек в режиме удержания:

При таком токе (см. рис. 3.3) средняя мощность рассеяния будет составлять:

Вт Найдем температуру кристалла диода:

єС (3.22)

Посчитанная температура кристалла, недопустима для кремниевого диода, необходимо установить его на радиатор и рассчитать тепловое сопротивление радиатора.

(3.23)

Выберем радиатор SK104−25 c тепловым сопротивлением, предназначенный для вертикального монтажа на плату, совместим корпусом транзистора T0−220.

4. Разработка системы управления

4.1 Выбор микроконтроллера

В современных условиях система управления строится на микроконтроллере. К микроконтроллеру не предъявляется жестких требований к скорости выполнения операций, а предъявляется требования по наличию встроенной периферии. Обязательным является наличие встроенного АЦП и ШИМ модуля, наличие SPI (serial programming interface) облегчит программирование программы во внутреннее ПЗУ. Желательным является планарное исполнение корпуса контроллера. Основной выбор контроллера среди многочисленных фирм и моделей контроллера является цена и доступность.

Этим целям удовлетворяют МК фирмы «Atmel» семейства AVR[7].

Выберем контроллер ATmega48 семейства AVR.

Характеристики представлены в приложении Х*.

4.2 Расчет элементов системы управления

В систему управления включен резистивный делитель R1, R3 и конденсатор С9 выполняющие функцию датчика напряжения.

Расчет резистивного делителя производим из соображений максимального напряжения получающегося при делении напряжения в высоковольтной цепи. Максимальное напряжение для АЦП определяется опорным напряжением, которое в нашей схеме равно питающему и равно 3,3 В.

Зададимся током через делитель: 1mA.

Зададимся максимальным напряжением в цепи постоянного тока: 120 В.

Максимальное напряжение, подаваемое на АЦП: 3.3 В.

Минимальное измеряемое напряжение для 10 битного режима:

В (4.1)

Найдем сопротивление всего делителя:

Ом (4.2)

На сопротивлении R3 выделяется сигнал не превышающий 3.0В

(4.3)

(4.4)

Выберем резисторы с номиналами:

Ом (4.5)

Напряжение на делителе при входном его напряжении 5В:

В (4.6)

Рассеиваемая мощность на каждом резисторе при входном напряжении делителя 150В:

(4.7)

(4.8)

Выберем чип резисторы c рассеиваемой мощностью: 0.125Вт Типоразмера 1206, с допустимым напряжением 200 В.

Выберем емкость С9, которую рассчитываем из необходимости снизить высокочастотные помехи в сигнальной цепи.

Найдем номинал емкости с помощью моделирования в программе PSPICE.

Рассмотрим R1, R3, C9 как фильтр низкой частоты, и подберем конденсатор таким образом, чтобы амплитуда выходного напряжения на частоте 100Гц отличалась от входной не более чем на 0,5%, для того чтобы процессор получал адекватные данные от сигнальной цепи.

В процессе моделирования была найдена необходимая емкость конденсатора 33нФ. С таким номиналом емкости амплитуда выходного сигнала уменьшилась на 0,15% на частоте 100Гц.

Используем керамический конденсатор фирмы MURATA: GRM15 типоразмера 0805, со следующими параметрами:

Выберем емкости С11-С14.

Данные емкости предназначены для защиты от высокочастотных помех и рекомендуются производителем.

Выберем конденсаторы фирмы MURATA: B37931K9104K0 с параметрами:

Выберем номинал резистора R2. Этот резистор необходим для подачи напряжения логической единицы на вход RESET процессора от источника питания. Внутри контроллера уже есть параллельный ему резистор, но он имеет большое сопротивление, в связи с чем есть большая вероятность пропустить наведенную помеху линии RESET на процессор.

Для уменьшения номенклатуры номиналов резисторов выберем резистор с сопротивлением 3.3кОм. Из-за низких токов утечки, рассеиваемая мощность будет незначительна.

Выберем чип резистор R2 c рассеиваемой мощностью: 0.125Вт С типоразмером 0805.

5. Источник питания системы управления

5.1 Выбор преобразователя напряжения

По ТЗ, БУК он должен работать в широком диапазоне входных напряжений, вследствие и источник питания должен работать в широком диапазоне входных напряжений, которое в цепи постоянного тока будет составлять 5ч100 В. Для питания системы управления необходим источник стабилизированного напряжения питающегося от напряжения широкого диапазона. Для этих целей целесообразно использовать импульсные DC-DC преобразователи типа fly back или SEPIC (single ended primary inductance converter), т. к. этот преобразователь позволяет работать с входными напряжениями и выше и ниже выходного.

Исходя из допустимого напряжения линейного стабилизатора контроллера и необходимого напряжения открывания силового ключа, а также допустимого напряжения драйвера, зададимся следующими параметрами:

Выходное напряжение преобразователя: 12±15% В.

Выходной ток: 50mA

Частота коммутаций: 400кГц Диапазон входных напряжений: 5−100 В.

Пульсации выходного напряжения: 500мВ

5.2 ИС импульсного преобразователя напряжения

Для нашего случая необходима микросхема с высоковольтным силовым ключом и схемой запуска, для питания собственных схем управления.

В качестве ИС импульсного преобразователя используется микросхема DA2 DPA422G. Ее структура изображена на рис. 5.1.

Рис. 5.1. Структура DPA422G

Основные параметры микросхемы:

Максимальное напряжения стока силового ключа: 220 В Максимальный ток стока силового ключа: 1.31A

Частота коммутаций 300/400 кГц Ток потребления: 10ma

Сопротивление канала Ом Мощность рассеяния: 1.5Вт Особенности этой микросхемы:

«Мягкий» запуск и перезапуск, уменьшающие перегрузки.

Внешняя установка тока ограничения.

Внешняя установка допустимого уровня входного напряжения.

Возможность работы на одной из частот 300/400 кГц.

Описание выводов микросхемы:

D-Drain: высоковольтный вывод — сток силового транзистора.

L-Line-sense: входной вывод для датчика перенапряжения, пониженного напряжения, с отключением нагрузки случае обнаружения на этом выходе критических напряжений.

X — EXTERNAL CURRENT LIMIT: вход для внешнего ограничения тока, либо удаленного включения, выключения контроллера.

F — FREQUENCY: вход задания частоты коммутаций. Если соединен с землей-400кГц, если соединен с выводом С -300кГц.

S — Source: сток силового транзистора соединяется с общей точкой преобразователя.

С-Control: вход обратной связи. Также используется для питания контроллера и для заряда конденсатора питающего контроллер.

Принцип работы микросхемы:

Микросхема включает в себя (рис. 5.1.) мощный высоковольтный транзистор VT2 и все необходимые цепи его управления. Это, прежде всего, задающий генератор G1, с трех выходов которого снимаются сигналы требуемой формы. Сигнал с выхода D_MAX поступающий на вход элемента И-НЕ DD6, определяет максимально возможный коэффициент заполнения. Короткие импульсы с выхода CLOCK устанавливают триггер DD5 в единичное состояние, что включает (при отсутствии на двух верхних входах DD6 запрещающий сигналов) транзистор VT2.

В нормальном режиме работы сброс триггера происходит по сигналу рассогласования с выхода компаратора A3. На один из его входов поступает напряжение треугольной формы с выхода SAW генератора G1, на другой — напряжение, пропорциональное превышению напряжения на управляющем входе С микросхемы уровня 5.8 В, что реализует широтно-импульсную модуляцию (ШИМ). Операционный усилитель А1. полевой транзистор VT1 и резисторы R1 и R2 обеспечивают стабильный нормированный коэффициент передачи сигнала превышения уровни 5.8 В на вход компаратора, а цепочка R3C1 совместно с внешними элементами цепи обратной связи — устойчивость петли авторегулирования.

Остальные элементы микросхемы решают вспомогательные, но очень важные для надежной работы устройства задачи.

При повышении температуры кристалла микросхемы сверх допустимой, сигнал с выхода узла тепловой защиты А5 блокирует прохождение импульсов генератора G1 через элемент DD6, что запрещает включение транзистора VT2.

Компаратор А6 сравнивает падение напряжения на канале сток-исток включенного транзистора VT2 с максимально допустимой величиной, определяемой узлом установки тока ограничения А8. В результате, если ток через транзистор VT2 превысит заданный уровень, выходной сигнал компаратора А6 сбросит триггер DD5 и закроет транзистор. При нормальной работе преобразователя в момент включения транзистора VT2 возникает кратковременный импульс тока стока, вызванный восстановлением обратного сопротивлении одного из диодов во вторичной цепи преобразователя напряжения. При этом, хотя компаратор А6 срабатывает, это не приводит к сбросу триггера DD5 за счет кратковременного сигнала запрета, поступающего на вход элемента DD8 с выхода узла маскирования переднего фронта импульса А7.

Генератор тока А9 обеспечивает питание микросхемы в момент пуска.

При подаче питания, напряжение на конденсаторе подключенного к выводу С равно нулю, и он относительно медленно заряжается через генератор тока А9 и замкнутый ключ SW1 (рис. 5.1.), как это показано на диаграмме U_c (рис 5.2., временной участок 1). Когда напряжение на конденсаторе достигает величины 5.8 В, компаратор А2 закрывает ключ SW1, и конденсатор начинает разряжаться на элементы микросхемы. Импульсы с генератора G1 поступают на затвор транзистора VT2 и преобразователь начинает работать в режиме плавного запуска. При этом коэффициент заполнения плавно увеличивается от нуля до максимума. Диаграмма U_DS на (рис. 5.2.) демонстрирует упрощенную форму напряжения сток-исток U_DS ключевого транзистора микросхемы. Если напряжение на конденсаторе соответствует номинальному, амплитуда импульсов в цепи обратной связи достаточна для питания микросхемы по входу С, преобразователь выходит на рабочий режим. Работа микросхем происходит аналогично ранее описанному — при отсутствии перегрузки замыкается цепь обратной связи. Элементы микросхемы, образующие широтно-импульсный модулятор, поддерживают коэффициент заполнения D на таком уровне, чтобы напряжение на входе С было близко к 5,8 В (большая часть участка 2).

Рис. 5.2. Временные диаграммы работы ИС Если во вторичной цепи есть короткое замыкание или перегрузка (конец участка 2 и участок 3), напряжение в ОС не достигнет необходимой величины, и конденсатор С1, разрядившись до напряжения 4.8 В (диаграмма U_C на рис. 5.2.) переключит компаратор А2. Компаратор, в свою очередь, замкнет ключ SW1 и переключит счетчик DD1 в новое состояние, что запретит прохождение импульсов тактового генератора G1 через элементы DD6 и DD7 на затвор VT2. Напряжение на конденсаторе начнет снова повышаться. После семи циклов за ряда-разряда конденсатора счетчик DD1 вновь разрешит прохождение импульсов через DD6, и произойдет новая попытка запуска преобразователя. В таком режиме время работы преобразователя в 20 раз меньше периода попыток запуска, что предотвращает перегрев его элементов и делает безопасными короткие замыкания во вторичной цепи. Когда перегрузка будет снята, преобразователь выйдет на рабочий режим.

На графиках (рис. 5.2.) проиллюстрированы также процессы при снижении входного напряжения до недопустимого уровня (участок 4).

Для микросхемы DPA422 есть некоторые особенности при управлении ими по входам F, X и L, возможно одновременное управление током ограничения I_LIMIT (вывод Х) и контроль за выходом напряжения питания за допустимые пределы (Вывод L).

Если выводы F, X и L соединить с выводом истока S, реализуется простейший трехвыводной режим с работой на частоте 400 кГц, если же вывод F соединить с управляющим входом микросхемы С, частота работы составит 300 кГц, Особенности микросхем более полно реализуются при соответствующем подключении выводов X и L, управляющих режимом иx работы.

5.3 Принцип работы SEPIC преобразователя

SEPIC преобразователь строится на базе обыкновенного BOOST преобразователя напряжения с добавлением разделительного конденсатора Cp, устанавливаемого между L1 и D1 (рис. 5.3.). Очевидно, что он блокирует постоянную составляющую напряжения между входом и выходом. Однако анод D1 должен быть подключён к определённому потенциалу. Для этого служит вторая индуктивность L2, через которую D1 соединяется с землёй.

Рассмотрим преобразователь с фиксированной частотой, работающий в режиме непрерывного тока для обоих индуктивных элементов. Диаграммы работы преобразователя предоставлены на рис. 5.4.

Чтобы понять принцип работы преобразователя, рассмотрим сначала установившийся режим, при котором ключ разомкнут. Через конденсатор С_Р постоянный ток не течет. Напряжение на конденсаторе С_Р равно V_IN, так как его левая обкладка подключена к источнику питания через L1, а правая — к земле через L2.

В ходе фазы включения правый вывод L1 подключен к земле, и напряжение на L1 равно V_IN. Левая обкладка конденсатора СР подключается на землю, а поскольку он уже заряжен до напряжения V_IN, то на его правом выводе напряжение равно — V_IN. Так как нижний вывод элемента L2 заземлен, то L2 оказывается подключенным параллельно С_Р, и напряжение на его верхнем полюсе также равно — V_IN. Диод D1 находится в обратном включении и закрыт.

В этой фазе L1 заряжается от источника питания, a L2 — от конденсатора С_Р. Поскольку диод D1 закрыт, энергия, запасенная в индуктивности, не идет ни на зарядку выходного конденсатора С_оuт, ни в нагрузку. Таким образом, токи в обоих элементах индуктивности линейно возрастают.

В ходе фазы отключения, поскольку ток через индуктивность L1 не может измениться моментально, через правый вывод L1 течет прежний ток. При этом напряжение на этом выводе повышается, превышая входное напряжение VIN. Таким образом, потенциал левой обкладки конденсатора СР также становится выше V_IN, а диод D1 переходит в открытое состояние. Это означает, что напряжение на правом выводе конденсатора С_Р, совпадающее с напряжением на верхнем выводе L2, является и выходным напряжением V_0UT за вычетом незначительного падения напряжения на диоде. Кроме того, отметим, что напряжение между обкладками конденсатора С_Р равно V_IN, и таким образом напряжение в точке между С_Р и L1 составляет V_IN + V_OUT.

Токи в элементах индуктивности L1 и L2 теперь заряжают выходной конденсатор С_оuт и поддерживают ток нагрузки, линейно убывая.

Рис. 5.3. Схема преобразователя SEPIC

Рис. 5.4. Диаграммы работы преобразователя

5.4 Расчет элементов преобразователя

Предположим, что значения пульсаций токов и напряжений намного меньше значения постоянной составляющей. Для начала заметим, что в установившемся режиме падения напряжений на катушках L1 и L2 не имеют постоянной составляющей (если пренебречь падениями напряжения на их паразитных сопротивлениях). Поэтому одна из обкладок разделительного конденсатора C15 (рис. 5.3.) находится под потенциалом Vin (через катушку L1), а другая — под потенциалом земли (через L2). Тогда выражение для среднего напряжения на конденсаторе C15 будет иметь вид:

(5.1)

Пусть T — период одного цикла работы преобразователя. Обозначим через часть периода T, во время которой ключ Sw замкнут, а через 1- - оставшуюся часть периода. Так как среднее значение напряжения на катушке L1 в установившемся режиме равно нулю, напряжение на L1 за время T (Ton), в течение которого ключ замкнут, полностью компенсируется напряжением за время (1-) T (Toff), в течение которого ключ разомкнут:

(5.2)

где Vd — прямое падение напряжения на диоде VD4 для суммы токов через индуктивности L1 и L2, а Vc15 равно Vin:

(Vout + Vd) / Vin = / (1-) = Ai (5.3)

(5.4)

Ai — коэффициент усиления (amplification factor), идеальный случай, когда паразитные сопротивления равны нулю. Если пренебречь в первом приближении падением напряжения на диоде Vd, мы увидим, что отношение Vout к Vin может быть как больше, так и меньше 1, в зависимости от величины (и они равны, когда = 0,5). Это соотношение демонстрирует отличие топологии SEPIC от классической повышающей или понижающей (step-down) топологии.

Экстраполируем соответствующие значения из (2):

(5.5)

Постоянная составляющая тока через разделительный конденсатор C15 равна нулю. Это означает, что выходной ток течёт только через L2:

I_OUT = I_L2=0.05A (5.6)

К рассеиваемой мощности L2 не предъявляется жёстких требований, так как средний ток через L2 всегда равен выходному току и не зависит от изменений входного напряжения Vin. Чтобы вычислить ток через L1 (I_L1), вспомним, что через C15 не может протекать постоянный ток. Таким образом, заряд, протекающий в то время (интервал T), когда ключ замкнут, полностью уравновешивается зарядом, который течёт в то время, когда ключ разомкнут (интервал (1-) T). Ток через C15 есть ток через L2. Когда ключ разомкнут во время (1-T), ток L2 течёт через VD4, пока ток L1 течёт через C15:. Зная, что I_L2 = Iout, запишем:

(5.7)

Так как входная мощность равна выходной мощности, поделенной на к.п.д., I_L1 зависит только от Vin. Для заданной выходной мощности I_L1 увеличивается, если уменьшается Vin. Зная, что I_L2 (и, следовательно, Iout) течёт через C15 во время T, мы выберем Cp так, чтобы пульсации напряжения на нём Vcp были намного меньше Vcp *(= 5%). Наихудший случай будет для минимального Vin.

(5.8)

Найдем допустимый среднеквадратичный ток:

(5.9)

Выберем в качестве С15 керамический конденсатор фирмы MURATA GRM55DR72E105KW01L типоразмера 2220, со следующими характеристиками:

Rsw, состоящее обычно из сопротивления сток-исток ключа MOSFET, включённого последовательно с шунтом для ограничения максимального тока, вносит следующие потери:

Вт (5.10)

L1 и L2 выбирается так, чтобы доля () пульсаций тока (I_L) составляла от 20% до 50% среднего тока I_L. Пусть = 0,4:

(5.11)

Гн (5.12)

Выберем катушку со стандартным номиналом индуктивности, ближайшим к рассчитанному значению, и убедимся, что её ток насыщения удовлетворяет следующему условию:

А (5.13)

Расчёты для L2 аналогичны расчётам для L1:

А (5.14)

Выберем катушки индуктивности фирмы EPCOS: типоразмера 2220 со следующими параметрами:

Потери Prl1 и Prl2 на внутренних сопротивлениях L1 и L2 рассчитываются так:

Вт (5.15)

Вт (5.16)

Выходной конденсатор C20 должен сглаживать импульсы тока большой величины, поступающие через диод D1 во время Toff. Поэтому C20 должен быть высококачественным компонентом. Минимальная ёмкость C20 определяется из допустимого значения пульсаций выходного напряжения Vout=500мВ:

(5.17)

Необходимо подобрать конденсатор с низким последовательным эквивалентным сопротивлением (ESR).Найдем необходимое ESR:

Ом (5.18)

Для выбора выходного конденсатора необходимо рассчитать его среднеквадратичный ток:

А (5.19)

В действительности может потребоваться выходной конденсатор существенно большей ёмкости, особенно, если ток нагрузки сильно пульсирует. Входной конденсатор может быть очень небольшим благодаря фильтрующим свойствам топологии SEPIC.

Выберем номинал емкости для конденсатора (С20). Конденсатор MURATA GRM31CR71C475K:1206 — X7R 16−4.7мкФ со следующими параметрами:

Рассчитаем максимальное напряжение на диоде VD4:

В (5.20)

При расчёте потерь на диоде D4 вычислим Pd для суммы токов I_L1 + I_L2:

Вт (5.21)

Средний ток диода равен среднему выходному току преобразователя:

А Рассчитаем параметры диода VD6.

Напряжение на диоде:

В Ток диода определяется током потребления ИС импульсного преобразователя.

Рассчитаем параметры диода VD3, находящийся в цепи питания преобразователя напряжения, с учетом кпд преобразователя 0,85.

(5.22)

Гдеток потребления преобразователем напряжения.

Для диодов VD3, VD4, VD6 выберем один диод BAS21 со следующими характеристиками:

Гдемаксимальный прямой ток диода

— напряжение пробоя диода

— падение напряжения на диоде Выберем резистор обратной связи R5.

Выходное напряжение преобразователя устанавливается с помощью резистивного делителя выходного напряжения, подающего необходимое напряжение на вход С микросхемы.

Внутри микросхемы уже есть один из резисторов делителя обратной связи R2 (см рис. 5.4.) Номинал резистора R5 найдем методом подбора.

Используем резистор с номиналом 1 кОм, типоразмером 0805.

Выбор емкости С19. Емкость служит для питания микросхемы в момент запуска микросхемы, величина этой емкости выбирается из следующих соображений: Большая емкость этого конденсатора будет вносить большие задержки на включение микросхемы, т. к. в момент включения преобразователя, это конденсатор заряжается через внутренний высоковольтный источник тока до напряжения 5.8 В, и только после этого начинает работу.

Выберем эту емкость с помощью подбора:

Конденсатор керамический MURATA GRM31CR71C475K:1206 — X7R 16−4.7mkF со следующими параметрами:

Конденсатор С10 рассчитывается, как источник запасной энергии, который будет поддерживать напряжение на преобразователе в течение пяти полупериодов, при питании от переменного напряжения или 50 мс при питании от постоянного напряжения, в случае пропадания напряжения. Необходимая емкость рассчитывается из переходного процесса. Конденсатор разряжается в момент пропадания напряжения с напряжения установившегося режима — напряжения 24−30% В, до минимального напряжения работы преобразователя 5 В.

Переходной процесс описывается по формулам:

(5.23)

Гдеминимальное напряжение работы преобразователя.

— минимальное напряжение питания.

— время переходного процесса.

(5.24)

(5.25)

(5.26)

Где — ток потребления преобразователем.

— входное сопротивление преобразователя.

— постоянная времени цепи

(5.27)

(5.28)

Выберем электролитический конденсатор фирмы «TREC» серии SR со следующими параметрами:

Для нахождения максимального среднеквадратичного тока конденсатора, воспользуемся методикой изложенной в [9]:

Исходные данные для расчета:

амплитудное напряжение конденсатора.

Гц частота пульсаций минимальное пилообразное напряжение на конденсаторе, этот параметр находим с помощью моделирования в программе PSPICE.

ток в нагрузке.

Вычислим время заряда конденсатора (в течение которого ток потребляется от сети). Диаграммы напряжений на конденсаторе изображены на рис. 5.5.

Рис. 5.5.

Так как напряжение изменяется по синусоидальному закону, используем для расчета формулу:

С (5.29)

1. Вычисляется время разряда конденсатора:

С (5.30)

2. Находим пиковый зарядный ток:

(5.31)

Где , а — это время заряда конденсатора, т. е.

А (5.32)

3. Находим среднеквадратичное значение импульсного тока через конденсатор по формуле:

(5.33)

гдесреднеквадратичный ток через конденсатор на цикле заряда, а — среднеквадратичный ток через конденсатор на цикле разряда.

Считаем, что ток заряда конденсатора имеет треугольную форму, тогда, А (5.34)

На интервале разряда через конденсатор течет ток нагрузки, поэтому, А (5.35)

Итак, среднеквадратичный ток равен:

А (5.36)

Рассчитанный ток удовлетворяет максимально допустимому среднеквадратичному току выбранного конденсатора.

5.5 Выбор линейного стабилизатора

Для питания МК от преобразователя напряжения необходимо использовать компенсационный стабилизатор в интегральном исполнении. Т.к. ток нагрузки не большой мощность рассеяния небольшая.

Необходимые параметры стабилизатора:

Выходное напряжение: 3.3 В.

Ток нагрузки: 10 mA.

Входное напряжение стабилизатора: 12 В.

Под данные параметры подходит стабилизатор LP2980−3.3 в корпусе для планарного монтажа не требующий дополнительных внешних компонентов, кроме входных, выходных конденсаторов. Имеет следующие характеристики:

Максимальное входное напряжение: 16 В Выходное напряжение: 3.3 В.

Максимальный выходной ток: 150mA

Номинальный выходной ток: 50mA

Максимальное падение напряжение: 125mB

Ток потребления, при токе нагрузке 50mA:

Остальные параметры указанны в приложении: X.*

Выберем конденсаторы С16-С17. Руководствуясь рекомендациями из документации на стабилизатор DA1 необходимо установить керамические конденсаторы не менее 1. Мы установим ранее использовавшиеся конденсаторы фирмы MURATA GRM31CR71C475K:1206 — X7R 16−4.7мкФ Необходимо выбрать стабилитрон с напряжением стабилизации () меньше чем максимальное напряжение линейного стабилизатора (), но больше чем выходное напряжение преобразователя напряжения ():

(5.37)

Выберем стабилитрон TZMC15 фирмы TEMIC с напряжением стабилизации 15 В, максимальной рассеиваемой мощностью 500мВт, максимальным обратным током 2.

Проверим стабилитрон на максимальную рассеиваемую мощность:

(5.38)

6. Экспериментальная часть

6.1 Моделирование работы преобразователя напряжения

Для моделирования работы преобразователя зададимся теми же параметрами, что и в ТЗ на преобразователь. Используем при моделировании преобразователя ИС импульсного источника — NCP1031 фирмы «ON semiconductor», т. к. он наиболее близок по параметрам к использующимся в схеме преобразователя напряжения контроллеру.

Схема преобразователя в программе PSPICE изображена на рис. 6.1.

Рис. 6.1. Схема моделирования в программе PSPICE

Задача моделирования выявить работоспособность преобразователя т. е. выдавать заданное выходное напряжение при максимальном и минимальном входном напряжении. Для этого необходимо провести два этапа моделирования с повышенным и пониженным напряжением. На рис. 6.2 эпюры работы преобразователя с входным напряжением 5 В, на рис. 6.3. при напряжении питания 100 В.

Рис. 6.2. Эпюры работы преобразователя напряжения (5В) Рис. 6.3. Эпюры работы преобразователя напряжения (100В) Как видно из эпюр работы преобразователя, выходное напряжение достигает заданного уровня.

Для проведения испытаний была изготовлена макетная плата блока управлением контактора (приложение *), на этом макете были отсняты осциллограммы напряжений преобразователя напряжения и силовой части БУК в различных условиях.

6.2 Исследование преобразователя напряжения

В этом эксперименте проверим работоспособность преобразователя напряжения на низком напряжении, ток потребляемый нагрузкой 50мА.

Проиллюстрируем осциллограммы выходного напряжения, напряжение на силовом ключе и напряжение на выводе С ИС импульсного преобразователя напряжения.

Рис. 6.4. Осциллограммы преобразователя напряжения управление микроконтроллер преобразователь программный На осциллограммах видна форма выходного напряжения, с помощью востренных функций осциллографа найдено среднее напряжение, которое равно 11,4 В. Напряжение на выводе С 5,76 В, что говорит о нормальной работе преобразователя. Силовой транзистор по показаниям осциллографа коммутируется с частотой 400Кгц.

Рис. 6.5 Осциллограммы преобразователя напряжения На осциллограмме изображенной, на рис. 6.5. Показано выходное напряжение равное 10 В, при входном напряжении 5 В. Напряжение пульсаций выходного напряжения 750мВ. Выходное напряжение удовлетворяет ТЗ.

Из этих осциллограмм видно, что преобразователь работает в режиме повышения напряжения.

Далее покажем выходное напряжение при входном напряжении 100 В.

Рис. 6.6. Осциллограммы преобразователя напряжения

Выходное напряжение удовлетворяет ТЗ и равно 12 В, с напряжением пульсаций в 780мВ. В данном опыте видно, что преобразователь работает в режиме понижения напряжения.

6.3 Исследование силовой части блока

За основу возьмем контактор на номинальное постоянное напряжение 24 В, со средним напряжением в катушках в режиме удержания 4,35 В.

Частота коммутации силового транзистора БУК 20Кгц.

Ниже представлены осциллограммы напряжения в катушках в режиме удержания (Рис. 6.7).

Рис. 6.7. Осциллограммы работы силовой части На верхней осциллограмме отображено напряжение на входе БУК.

На нижней осциллограмме изображена форма напряжения в катушке, вычисленное среднее напряжение на катушках средствами осциллографа, равно 4,37 В, что говорит о правильной работе системы управления и силовой части устройства.

Проведем эксперимент позволяющий наблюдать переход из режима в режим БУК, для этого зафиксируем осциллографом момент включения устройства.

На осциллограмме (рис. 6.8.) показан момент включения контактора, в котором виден режим удержания и режим форсажа, который длится 225mS.

Рис. 6.8. Осциллограммы работы силовой части В результате проведенных испытаний, были получены ожидаемые результаты, что доказывает правильность принятых инженерных решений. На основании вышеизложенных осциллограмм можно сделать вывод, что устройство удовлетворяет требованиям ТЗ.

Разработка программного обеспечения

Программа микроконтроллера обеспечивает выполнение следующих функций:

1. Включение контактора (режим форсажа).

2. Обеспечение режима сброса мощности (режим удержания).

3. Отключение контактора, в случае несоответствия входного напряжения положенному.

7.1 Расчет параметров программного обеспечения

Тактовая частота микроконтроллера 8 МГц, а таймер-счетчик работает без предделителя, при частоте ШИМ 20КГц, найдем необходимый период таймера счетчика (ICR1)

(7.1)

Где, период и частота ШИМа.

период и частота шины контроллера.

Расчет времени форсажа ведется отсчетом числа прерываний тс1 по переполнению:

(7.2)

Где время форсажа.

Напряжение удержания в кодах АЦП:

(7.3)

Где напряжения на катушке контактора.

усредненное напряжение в кодах АЦП.

Отсюда время импульса ШИМ высчитывается так:

(7.4)

Найдем уставку REF (для напряжения удержания 4,35В) в кодах АЦП:

(7.5)

Напряжение отпада в кодах АЦП, рассчитывается при 0,3*Uн +Uvd В на входе датчика напряжения:

(7.6)

Где Uvd-падение напряжения на выпрямительном мосту.

Напряжение на входе АЦП:

В (7.7)

Переменная вычисляется следующим образом:

(7.8)

7.2 Описание работы ПО

Программа микроконтроллера блока управления контактором написана на языке программирования высокого уровня Си. Это позволяет, в отличие от ассемблера, с минимальными временными затратами вносить изменения в программу и переносить ее на другие микроконтроллеры. Текст программы приведен в приложении *.

Проект реализован в среде (системе) WinAVR. Используется компилятор GNUСС. Программа отлажена в среде AVRstudio. Контроллер программируется по интерфейсу ISP.

Соответствие имен функций в тексте программ и рисунков блок-схем алгоритмов представлены в табл. 2:

Таблица 2. Имена функций в программе