Общие сведения об анероидно-мембранных приборах и схемах управления

• Введение

  4

• Глава 1. Общие сведения об анероидно-мембранных приборах и схемах управления. 6
• 1.1 Теоретические сведения об указателях скорости и высоты полета. 6
• 1.1.1 Указатели скорости и числа маха 6
• 1.2.3 Измерение высоты 10
• 1.2 Аналого-цифровые преобразователи 15
• 1.2.1 Классификация АЦП 15
• 1.2.2 Системы сбора данных 30
• 1.2.3 Интерфейсы АЦП 32
• 1.2.4 Шумы АЦП 37
• 1.3 Кремниевые датчики давления 38
• 1.3.1 Общие сведения о датчиках давления 39
• 1.3.2 Конструкции датчиков давления 44
• 1.3.3 Электронный барометр 47
• 1.3.4 Принципиальная схема барометра 48
• 1.3.5 Высотомер 51
• 1.3.6 Типы датчиков давления. 52
• 1.4 Жидкокристаллические цифро-знаковые индикаторы 60
• 1.4.1 Принцип действия, параметры, применение 60
• 1.5 Микросхемы управления цифро-буквенными индикаторами 71
• 1.5.1 Дешифраторы 4-разрядного двоичного 71
• 1.6 ИЖКЦЗ-6/17, ИЖКЦ4−6/17 74
• Глава 2. Проектирование 76
• 2.1 Расчет количества проводов в системе. 77
• 2.2 Расчет мощности системы: 78
• 2.3 Расчет надежности системы 79
• 2.4 Характеристики приборов 84
• Глава 3. Экономическое обоснование проекта. 89
• 3.1 Расчет стоимости спроектированной системы приборов. 89
• 3.2 Затраты на изготовление устройства. 90
• 3.3 Расчет капитальных вложений, связанных с использованием разработанного блока. 94
• 3.4 Расчет эксплуатационных расходов, связанных с использованием разработанного блока. 95
• 3.5 Расчет основных экономических показателей 96
• 3.6 Смета затрат на разработку устройства: 96
• Глава 4. Безопасность жизнедеятельности 99
• 4.1 Общая характеристика помещения лаборатории 99
• 4.2 Анализ опасных и вредных факторов проведения работ со стендом 100
• 4.3 Организационные и технические мероприятия по обеспечению электробезопасности в лаборатории 101
• 4.3.1 Электробезопасность (ГОСТ 12.1.009−76) 101
• 4.3.2 Заземление 101
• 4.3.3 Расчёт заземления 101
• 4.4 Организационные и технические мероприятия по обеспечению пожаробезопасности в лаборатории 103
• 4.4.1 Пожаробезопасность (ГОСТ 12.1.038−82) 103
• 4.5 Воздействие электромагнитных излучений радиочастот 103
• 4.6 Мероприятия по производственной санитарии 104
• 4.6.1 Организация воздухообмена в помещении 104
• 4.6.2 Расчет потребного воздухообмена при общеобменной вентиляции 104
• 4.6.3 Освещение помещений 105
• 4.6.4 Расчет искусственного освещения 106
• Глава 5. Экологичность проекта 108
• 5.1 Загрязнение атмосферы 108
• 5.3 Загрязнение излучением 108
• 5.4 Тепловое загрязнение 109
• 5.5 Твердые отходы 110

• Заключение

  111

• Список использованной литературы: 112

полет скорость высота индикатор

«От технического состояния и надежности аэрометрических приборов и системы воздушных давлений (СВД) зависит безопасность полетов и качество выполнения задач полета. Очень большое число аварий и катастроф ВС в истории авиации явились следствием или неисправностей аэрометрических приборов, или ошибок экипажа при их использовании, или низкого качества технического обслуживания.

О важности отдельных аэрометрических приборов свидетельствует то, что на самолетах последнего поколения, имеющих хорошо резервированный комплекс цифрового пилотажно-навигационного оборудования, устанавливаются механические высотомеры, указатели скорости полета и вариометры, которые не требуют питания электрической энергией. Эти приборы необходимы при отказе всей системы электроснабжения. «, — цитата из учебника «Техническое обслуживание и ремонт авиационных электросистем и пилотажно-навигационных комплексов», 2007 года издания, но до настоящего момента системы резервных анероидно-мембранных приборов, работающие полностью на электрических сигналах, не ставились на ВС.

Характерными неисправностями механических систем воздушных давлений аэрометрических приборов являются: перегорание нагревательных элементов в приемниках полного давления, что может привести к закупорки входного отверстия льдом; коррозия штепсельных разъемов; закупорка отверстий льдом из-за малой эффективности обогрева в условиях интенсивного обледенения; трещины, сколы на корпусах влагоотстойников, что может привести к негерметичности системы; могут быть разрушения дюритовых соединений и т. д.

В электронной же системе проблема дюритовых соединений отпадает, но повышается точность приборов, снижается вес конструкции и стоимость, так же предполагается упрощение в обслуживании прибора.

Так же существует такой фактор как инструментальные и методические погрешности.

Методические погрешности обусловлены косвенным методом измерения высоты. Эти погрешности вызваны изменением: рельефа местности; давления у земли; средней температуры столба воздуха.

Методическая погрешность, вызванная изменением рельефа местности, может быть скомпенсирована в барометрических высотомерах, если ввести дополнительную информацию о высоте полета.

Инструментальные погрешности барометрических высотомеров складываются из погрешностей, вызванных гистерезисом анероидных коробок, неуравновешенностью подвижных элементов, люфтами в опорах и шарнирах ПММ, неточностью изготовления шкалы, трением и изменением температуры воздуха, окружающего прибор.

Первые четыре вида инструментальных погрешностей конструктивными мерами сводят до допустимых величин в механических приборах, а в нашем случае мы попытаемся избавиться от них.

Глава 1. Общие сведения об анероидно-мембранных приборах и схемах управления

1.1 Теоретические сведения об указателях скорости и высоты полета

Система полного и статического давлений предназначена для питания полным и статическим давлениями приборов и систем, измеряющих высоту и скорость полета.

Приборы для измерения скорости полета называются указателями скорости. Они делятся на следующие типы:

1) указатели индикаторной скорости,

2) указатели истинной воздушной скорости.

Наряду с указателем истинной воздушной скорости применяется указатель числа М. Этот прибор показывает значение истинной воздушной скорости в относительных единицах (по отношению к скорости звука).

1.1.1 Указатели скорости и числа маха

Указатель индикаторной скорости (УС) применяется в качестве пилотажного прибора. Принцип действия его основан на измерении динамического давления встречного потока воздуха с помощью манометрической коробки, деформация которой передается на стрелку специальным механизмом.

Таким образом, указатель индикаторной скорости измеряет скоростной напор Дp =гV²/2g, зависящий не только от скорости полета, но и от плотности воздуха.

Этот прибор будет показывать истинную воздушную скорость только на той высоте, на которой производилась его градуировка. Обычно указатель индикаторной скорости градуируется при нормальной плотности воздуха г=1,225 кг/м³, поэтому показания прибора будут соответствовать истинной воздушной скорости при полете у земли.

Известно, что аэродинамические силы, действующие на лет в полете, также пропорциональны скоростному напору. Например, величина подъемной силы выражается формулой

(1.1)

где с_у — коэффициент подъемной силы; S — площадь несущих поверхностей.

Поэтому для поддержания требуемого режима полета важно знать не истинную воздушную скорость, а индикаторную скорость полета. Следовательно, по указателю индикаторной скорости легко выдерживать нужные режимы полета. Этот прибор по существу дает информацию о подъемной силе самолета на любой высоте полета, что особенно важно знать тогда, когда подъемная сила приближается к критическому значению.

Указатель индикаторной скорости можно использовать и как навигационный прибор для определения истинной воздушной скорости. В этом случае в его показания нужно вводить поправки.

Указатель истинной воздушной скорости (ИВС)

Предназначен для измерения истинной воздушной скорости полета. Его принцип действия, так же как и указателя индикаторной скорости, основан на измерении динамического давления встречного потока воздуха. Отличие состоит в том, что в указателе ИВС измеряется также и статическое давление. Кроме того, автоматически вводится поправка на температуру по стандартной атмосфере. В этой формуле поправку на сжимаемость приближенно считают постоянной, так как ее изменение незначительно по сравнению с изменением плотности воздуха.

Приведем градуировочную формулу (1.2) к виду, удобному для решения в приборе. Введем обозначения

(1.2)

тогда выражение (1.2) примет вид

(1.3)

Преобразуем функцию f= с учетом того, что р_п= р+Дp

Тогда

(1.4)

Равенство (1.4) приближенно можно заменить степенным выражением

(1.5)

где б — показатель степени, выбираемый из условия наилучшего приближения выражения (1.5) к равенству (1.4).Таким образом, градуировочная формула (1.2) с учетом (1. 3) и (1. 5) принимает вид Как видно из уравнения (1. 6), измерение истинной воздушной скорости возможно при наличии в приборе чувствительных элементов, определяющих динамическое давление р, статическое давление р и температуру Т на высоте полета. Функциональная схема такого прибора представлена на рис. 1. 1.

Конструктивно реализовать такую схему затруднительно. Прибор получается очень сложным. Конструкция прибора значительно упрощается, если применить схему с неполной температурной компенсацией (рис. 1.2).

Введение

температурной компенсации в этой схеме основано на предположении, что температура так же, как и давление, изменяется с увеличением высоты по стандартному закону. Следовательно, температура и давление функционально связаны между собой.

Поэтому изменение температуры с изменением высоты учитывают, измеряя статическое давление.

Многие характеристики самолета зависят от числа М. Так, например, при изменении числа М от 0,6 до 1,0 коэффициент лобового сопротивления с_х возрастает, а коэффициент подъемной силы с_у уменьшается. При М>1,0 оба коэффициента медленно уменьшаются и изменяется сопротивление воздухозаборника реактивного двигателя. Все это приводит к изменению характеристик управляемости самолета. Поэтому пилоту необходимо знать те значения числа М, при которых такое изменение происходит.

Прибор, с помощью которого измеряется число М полета, называется указателем числа М. Существующие указатели числа М основаны на измерении отношения динамического давления р воздуха к статическому давлению р. Число М является функцией отношения динамического давления к статическому, независимо от температуры воздуха.

Упрощенную расчетную формулу определения числа М можно получить, если в выражение M=V/б подставить значение скорости V из приближенной формулы (1.6):

(1.7)

тогда

(1.8)

где А₁— постоянный коэффициент.

1.2.3 Измерение высоты

Известно, что с увеличением высоты Н уменьшается абсолютное атмосферное давление р. Так как это давление для одного и того же момента.

К выводу барометрической формулы времени связано с высотой однозначной зависимостью, то, измерив на некоторой высоте абсолютное давление, можно определить высоту точки измерения. Зависимость абсолютного давления атмосферы от высоты можно получить расчетным путем. Для вывода этой зависимости выделим в атмосфере на высоте Н вертикальный столб воздуха постоянного сечения 5 (рис. 1.3). Давление воздуха на высоте Н обозначим через р, а давление воздуха на нулевой высоте через р₀. Весовую плотность воздуха в цилиндре обозначим через у.

Рассмотрим равновесие сил, действующих на столб воздуха высотой dH. На нижнее основание действует направленная вверх сила pS, а на верхнее направленная вниз сила (p+dp)S, где p+dp — абсолютное давление на уровне верхнего основания. Кроме того, вниз направлена сила тяжести массы воздуха, заключенного в цилиндре, равная ySdH.

Уравнение сил имеет вид

(1.9)

Производя преобразование, будем иметь

dp= -dH. (1.10)

Знак минус в выражении (1.10) показывает, что с увеличением высоты атмосферное давление уменьшается.

Из уравнения состояния газа

p=TR или =p/TR

где р — абсолютное атмосферное давление на некоторой высоте; Т — абсолютная температура воздуха на той же высоте; R — газовая постоянная, равная 29,27 м/град.

Подставив значение плотности у в формулу (1. 10), получим

(1.11)

Известно, что производная от температуры по высоте называется вертикальным температурным градиентом. Зависимость абсолютной температуры от высоты в пределах 0—20 км представлена на рис. 1.4 по временной стандартной атмосфере СА-64. Исходными данными для нее являются метеорологические параметры на уровне моря: р0=76О мм рт. ст. и T0=288,15К. С 1 января 1975 г. вводится стандартная атмосфера СА-73, исходные метеорологические параметры которой на уровне моря следующие: р0 =101 325Па и Т0=288,15 К.

Для высоты 0 —11 км можно считать, что вертикальный градиент ф = const. Он равен 6,5 град/км. Следовательно, температура воздуха в атмосфере до высоты 11 км является линейной функцией высоты:

(1.12)

Температура Т на высоте 11 км равна 216,65K (-56,5°С). На высоте от 11 до 20 км температура по СА-73 остается неизменной.

Подставив значение температуры Т из формулы (1.12) в выражение (1.11)

(1.13)

Разделим переменные, тогда

(1.14)

Интегрируя левую часть этого уравнения от р₀ до р, а правую соответственно от 0 до Н, будем иметь

(1.15)

Формула (1.15) носит название стандартной барометрической. Если решить зависимость (1.15) относительно Н, то получим формулу, называемую гипсометрической (от греческого слова гипсос — высота):

(1.16)

Формулы (1.15) и (1.16) справедливы до высоты 11 км. На высотах более 11 км в уравнение (1.11) вместо температуры Т необходимо подставить Т₁₁, т. е. температуру, соответствующую высоте 11 км. После преобразований получим

(1.17)

Проинтегрировав полученное уравнение: левую часть в пределах от р₁₁ до р и правую — от Н₁₁ до Н, найдем

(1.18)

где р₁₁ — атмосферное давление на высоте 11 км; Н₁₁ — высота, равная 11 км. Формула (1.17) может быть написана в виде гипсометрической:

(1.19)

Из гипсометрических формул (1.2.8) и (1.2.11) видно, что измеряемая высота является функцией четырех переменных:

(1.20)

Если принять, что р₀, Т₀ и ф — постоянные величины, то высота Н будет однозначно зависеть от давления р, т. е. H=f(p). Давление можно непосредственно измерить на самолете при помощи манометра абсолютного давления (барометр), шкала которого градуируется в единицах высоты. Такой барометр называется барометрическим высотомером.

Из выражения (1.19) видно, что барометрический высотомер показывает высоту относительно того уровня, давление и температура на котором (р₀ и Т₀) заданы при тарировке прибора. Барометрические высотомеры тарируются при р₀=76О мм рт. ст. и Т₀==288,15К (15° С).

Фактическое давление р₀ и температура Т₀ не остаются постоянными и могут отличаться от указанных значений. Поэтому эти изменения необходимо учитывать при пользовании барометрическим высотомером.

Нередко вместо гипсометрических формул (1.16) и (1.19) используют приближенные формулы, в которых температура T=f(H).заменяется средней температурой Т_ср столба воздуха на высоте полета и у земли, т. е.

(1.21)

Для высоты Н >11 км средняя температура будет

= +. (1.22)

Приближенные гипсометрические формулы имеют вид

R (1.24)

при Н 11 км

; (1.23)

Расчеты показывают, что разность значения высот, вычисленных по формулам (1.16), (1.19) и формулам приближенным (1.23) и (1.24), не превышает 1%.

1.2 Аналого-цифровые преобразователи

1.2.1 Классификация АЦП

Аналого-цифровые преобразователи (АЦП) являются устройствами, которые принимают входные аналоговые сигналы и генерируют соответствующие им цифровые сигналы, пригодные для обработки микропроцессорами и другими цифровыми устройствами.

Принципиально не исключена возможность непосредственного преобразования различных физических величин в цифровую форму, однако эту задачу удается решить лишь в редких случаях из-за сложности таких преобразователей. Поэтому в настоящее время наиболее рациональным признается способ преобразования различных по физической природе величин сначала в функционально связанные с ними электрические, а затем уже с помощью преобразователей напряжение-код — в цифровые. Именно эти преобразователи имеют обычно в виду, когда говорят об АЦП.

Процедура аналого-цифрового преобразования непрерывных сигналов, которую реализуют с помощью АЦП, представляет собой преобразование непрерывной функции времени U (t), описывающей исходный сигнал, в последовательность чисел {U'(t_j)}, j=0,1,2, отнесенных к некоторым фиксированным моментам времени. Эту процедуру можно разделить на две самостоятельные операции. Первая из них называется дискретизацией и состоит в преобразовании непрерывной функции времени U (t) в непрерывную последовательность {U (t_j)}. Вторая называется квантованием и состоит в преобразовании непрерывной последовательности в дискретную {U'(t_j)}.

В основе дискретизации непрерывных сигналов лежит принципиальная возможность представления их в виде взвешенных сумм

(1)(1.25)

где aj — некоторые коэффициенты или отсчеты, характеризующие исходный сигнал в дискретные моменты времени; fj (t) — набор элементарных функций, используемых при восстановлении сигнала по его отсчетам.

Наиболее распространенной формой дискретизации является равномерная, в основе которой лежит теорема отсчетов. Согласно этой теореме в качестве коэффициентов aj следует использовать мгновенные значения сигнала U (tj) в дискретные моменты времени tj=jDt, а период дискретизации выбирать из условия

Dt=½Fm, (2)(1.26)

где Fm — максимальная частота спектра преобразуемого сигнала. При этом выражение (1.25) переходит в известное выражение теоремы отсчетов

(3)(1.27)

Для сигналов со строго ограниченным спектром это выражение является тождеством. Однако спектры реальных сигналов стремятся к нулю лишь асимптотически. Применение равномерной дискретизации к таким сигналам приводит к возникновению в системах обработки информации специфических высокочастотных искажений, обусловленных выборкой. Для уменьшения этих искажений необходимо либо увеличивать частоту дискретизации, либо использовать перед АЦП дополнительный фильтр нижних частот, ограничивающий спектр исходного сигнала перед его аналого-цифровым преобразованием.

В общем случае выбор частоты дискретизации будет зависеть также от используемого в (1.25) вида функции fj (t) и допустимого уровня погрешностей, возникающих при восстановлении исходного сигнала по его отсчетам. Все это следует принимать во внимание при выборе частоты дискретизации, которая определяет требуемое быстродействие АЦП. Часто этот параметр задают разработчику АЦП.

Рассмотрим более подробно место АЦП при выполнении операции дискретизации.

Для достаточно узкополосных сигналов операцию дискретизации можно выполнять с помощью самих АЦП и совмещать таким образом с операцией квантования. Основной закономерностью такой дискретизации является то, что за счет конечного времени одного преобразования и неопределенности момента его окончания, зависящего в общем случае от параметров входного сигнала, не удается получить однозначного соответствия между значениями отсчетов и моментами времени, к которым их следует отнести. В результате при работе с изменяющимися во времени сигналами возникают специфические погрешности, динамические по своей природе, для оценки которых вводят понятие апертурной неопределенности, характеризующейся обычно апертурным временем.

Апертурным временем ta называют время, в течение которого сохраняется неопределенность между значением выборки и временем, к которому она относится. Эффект апертурной неопределенности проявляется либо как погрешность мгновенного значения сигнала при заданных моментах измерения, либо как погрешность момента времени, в который производится измерение при заданном мгновенном значении сигнала. При равномерной дискретизации следствием апертурной неопределенности является возникновение амплитудных погрешностей, которые называются апертурными и численно равны приращению сигнала в течение апертурного времени.

Если использовать другую интерпретацию эффекта апертурной неопределенности, то ее наличие приводит к «дрожанию» истинных моментов времени, в которые берутся отсчеты сигнала, по отношению к равноотстоящим на оси времени моментам. В результате вместо равномерной дискретизации со строго постоянным периодом осуществляется дискретизация с флюктуирующим периодом повторения, что приводит к нарушению условий теоремы отсчетов и появлению уже рассмотренных апертурных погрешностей в системах цифровой обработки информации.

Такое значение апертурной погрешности можно определить, разложив выражение для исходного сигнала в ряд Тейлора в окрестностях точек отсчета, которое для j-й точки имеет вид

и дает в первом приближении апертурную погрешность

(1.28)

где ta — апертурное время, которое для рассматриваемого случая является в первом приближении временем преобразования АЦП.

Обычно для оценки апертурных погрешностей используют синусоидальный испытательный сигнал U (t)=Umsinwt, для которого максимальное относительное значение апертурной погрешности

DUa/Um=wta.

Рис. 1.5 Образование апертурной погрешности для случая, когда она равна шагу квантования Если принять, что для N-разрядного АЦП с разрешением 2-N апертурная погрешность не должна превышать шага квантования (рис. 1.5), то между частотой сигнала w, апертурным временем ta и относительной апертурной погрешностью имеет место соотношение

½N=wta.

Для обеспечения дискретизации синусоидального сигнала частотой 100 кГц с погрешностью 1% время преобразования АЦП должно быть равно 25 нс. В то же время с помощью такого быстродействующего АЦП принципиально можно дискретизировать сигналы, имеющие ширину спектра порядка 20 МГц. Таким образом, дискретизация с помощью самого АЦП приводит к существенному расхождению требований между быстродействием АЦП и периодом дискретизации. Это расхождение достигает 2…3 порядков и сильно усложняет и удорожает процесс дискретизации, так как даже для сравнительно узкополосных сигналов требует весьма быстродействующих АЦП. Для достаточно широкого класса быстро изменяющихся сигналов эту проблему решают с помощью устройств выборки-хранения, имеющих малое апертурное время.

Рис. 1.6 Классификация АЦП В настоящее время известно большое число методов преобразования напряжение-код. Эти методы существенно отличаются друг от друга потенциальной точностью, скоростью преобразования и сложностью аппаратной реализации. На рис. 1.6 представлена классификация АЦП по методам преобразования.

В основу классификации АЦП положен признак, указывающий на то, как во времени разворачивается процесс преобразования аналоговой величины в цифровую. В основе преобразования выборочных значений сигнала в цифровые эквиваленты лежат операции квантования и кодирования. Они могут осуществляться с помощью либо последовательной, либо параллельной, либо последовательно-параллельной процедур приближения цифрового эквивалента к преобразуемой величине.

Фирма National Semiconductor производит АЦП преимущественно среднего и высокого быстродействия, в основном последовательного приближения, многоступенчатые, многотактные и конвеерные, поэтому ниже будут рассмотрены АЦП именно этих типов, а также параллельные АЦП, являющиеся составным элементом преобразователей последних трех типов.

Параллельные АЦП Рис. 1.7. Схема параллельного АЦП АЦП этого типа осуществляют квантование сигнала одновременно с помощью набора компараторов, включенных параллельно источнику входного сигнала. На рис. 1.7 показана реализация параллельного метода АЦ-преобразования для 3-разрядного числа.

С помощью трех двоичных разрядов можно представить восемь различных чисел, включая нуль. Необходимо, следовательно, семь компараторов. Семь соответствующих эквидистантных опорных напряжений образуются с помощью резистивного делителя.

Если приложенное входное напряжение не выходит за пределы диапазона от 5/2h, до 7/2h, где h=Uоп/7 — квант входного напряжения, соответствующий единице младшего разряда АЦП, то компараторы с 1-го по 3-й устанавливаются в состояние 1, а компараторы с 4-го по 7-й — в состояние 0. Преобразование этой группы кодов в трехзначное двоичное число выполняет логическое устройство, называемое приоритетным шифратором, диаграмма состояний которого приведена в табл.1.1.

Таблица 1.1

Подключение приоритетного шифратора непосредственно к выходу АЦП может привести к ошибочному результату при считывании выходного кода. Рассмотрим, например переход от трех к четырем, или в двоичном коде от 011 к 100. Если старший разряд вследствие меньшего времени задержки изменит свое состояние раньше других разрядов, то временно на выходе возникнет число 111, т. е. семь. Величина ошибки в этом случае составит половину измеряемого диапазона.

Так как результаты АЦ-преобразования записываются, как правило, в запоминающее устройство, существует вероятность получить полностью неверную величину. Решить эту проблему можно, например, с помощью устройства выборки-хранения (УВХ). Некоторые интегральные микросхемы (ИМС) параллельных АЦП снабжаются сверхскоростными УВХ, имеющими время выборки порядка 0,1 нс. Другой путь состоит в использовании кода Грея, характерной особенностью которого является изменение только одной кодовой позиции при переходе от одного кодового значения к другому.

Как видно из табл. 1.1, при увеличении входного сигнала компараторы устанавливаются в состояние 1 по очереди — снизу вверх. Такая очередность не гарантируется при быстром нарастании входного сигнала, так как из-за различия во временах задержки компараторы могут переключаться в другом порядке. Приоритетное кодирование позволяет избежать ошибки, возможной в этом случае, благодаря тому, что единицы в младших разрядах не принимаются во внимание приоритетным шифратором.

Благодаря одновременной работе компараторов параллельный АЦП является самым быстрым. Недостатком этой схемы является высокая сложность. Действительно, N-разрядный параллельный АЦП сдержит 2N-1 компараторов и 2N согласованных резисторов. Следствием этого является высокая стоимость и значительная потребляемая мощность.

Последовательно-параллельные АЦП Последовательно-параллельные АЦП являются компромиссом между стремлением получить высокое быстродействие и желанием сделать это по возможности меньшей ценой. Последовательно-параллельные АЦП занимают промежуточное положение по разрешающей способности и быстродействию между параллельными АЦП и АЦП последовательного приближения Последовательно-параллельные АЦП подразделяют на многоступенчатые, многотактные и конвеерные.

Многоступенчатые АЦП В многоступенчатом АЦП процесс преобразования входного сигнала разделен в пространстве. В качестве примера на рис. 1.8 представлена схема двухступенчатого 8-разрядного АЦП.

Рис. 1.8. Структурная схема двухступенчатого АЦП Верхний по схеме АЦП осуществляет грубое преобразование сигнала в четыре старших разряда выходного кода. Цифровые сигналы с выхода АЦП поступают на выходной регистр и одновременно на вход 4-разрядного быстродействующего ЦАП. Во многих ИМС многоступенчатых АЦП этот ЦАП выполнен по схеме суммирования токов (например, ADC08061), но некоторые (ADС0820 и др.) содержат ЦАП с суммированием напряжений. Остаток от вычитания выходного напряжения ЦАП из входного напряжения схемы поступает на вход АЦП2, опорное напряжение которого в 16 раз меньше, чем у АЦП1. Как следствие, квант АЦП2 в 16 раз меньше кванта АЦП1. Этот остаток, преобразованный АЦП2 в цифровую форму представляет собой четыре младших разряда выходного кода. Различие между АЦП1 и АЦП2 заключается прежде всего в требовании к точности: у АЦП1 точность должна быть такой же как у 8-разрядного преобразователя, в то время как АЦП2 может иметь точность 4-разрядного.

Грубо приближенная и точная величины должны, естественно, соответствовать одному и тому же входному напряжению Uвх (tj). Из-за наличия задержки сигнала в первой ступени возникает, однако, временнoе запаздывание. Поэтому при использовании этого способа входное напряжение необходимо поддерживать постоянным с помощью устройства выборки-хранения до тех пор, пока не будет получено все число.

Многотактные последовательно-параллельные АЦП Рассмотрим пример 8-разрядного последовательно-параллельного АЦП, относящегося к типу многотактных (рис. 1.9). Здесь процесс преобразования разделен во времени.

Рис. 1.9 Структурная схема двухтактного АЦП Преобразователь состоит из 4-разрядного параллельного АЦП, квант h которого определяется величиной опорного напряжения, 4-разрядного ЦАП и устройства управления. Если максимальный входной сигнал равен 2,56 В, то в первом такте преобразователь работает с шагом квантования h1=0,16 В. В это время входной код ЦАП равен нулю. Устройство управления пересылает полученное от АЦП в первом такте слово в четыре старших разряда выходного регистра, подает это слово на вход ЦАП и уменьшает в 16 раз опорное напряжение АЦП. Таким образом, во втором такте шаг квантования h2=0,01 В и остаток, образовавшийся при вычитании из входного напряжения схемы выходного напряжения ЦАП, будет преобразован в младший полубайт выходного слова.

Очевидно, что используемые в этой схеме 4-разрядные АЦП и ЦАП должны обладать 8-разрядной точностью, в противном случае возможен пропуск кодов, т. е. при монотонном нарастании входного напряжения выходной код АЦП не будет принимать некоторые значения из своей шкалы. Так же, как и в предыдущем преобразователе, входное напряжение многотактного АЦП во время преобразования должно быть неизменным, для чего между его входом и источником входного сигнала следует включить устройство выборки-хранения.

Быстродействие рассмотренного многотактного АЦП определяется полным временем преобразования 4-разрядного АЦП, временем срабатывания цифровых схем управления, временем установления ЦАП с погрешностью, не превышающей 0,2…0,3 кванта 8-разрядного АЦП, причем время преобразования АЦП входит в общее время преобразования дважды. В результате при прочих равных условиях преобразователь такого типа оказывается медленнее двухступенчатого преобразователя, рассмотренного выше. Однако он проще и дешевле. По быстродействию многотактные АЦП занимают промежуточное положение между многоступенчатыми АЦП и АЦП последовательного приближения. Примером многотактных АЦП является двухтактный 8-разрядный ADC08061 со временем преобразования 0,5 мкс.

Конвеерные АЦП

Быстродействие многоступенчатого АЦП можно повысить, применив конвеерный принцип многоступенчатой обработки входного сигнала. В обыкновенном многоступенчатом АЦП (рис. 1.8) вначале происходит формирование старших разрядов выходного слова преобразователем АЦП1, а затем идет период установления выходного сигнала ЦАП. На этом интервале АЦП2 простаивает. На втором этапе во время преобразования остатка преобразователем АЦП2 простаивает АЦП1. Введя элементы задержки аналогового и цифрового сигналов между ступенями преобразователя, получим конвеерный АЦП.

Роль аналогового элемента задержки выполняет устройство выборки-хранения УВХ2, а цифрового — четыре D-триггера. Триггеры задерживают передачу старшего полубайта в выходной регистр на один период тактового сигнала CLK. Сигналы выборки, формируемые из тактового сигнала, поступают на УВХ1 и УВХ2 в разные моменты времени. УВХ2 переводится в режим хранения позже, чем УВХ1 на время, равное суммарной задержке распространения сигнала по АЦП1 и ЦАП. Задний фронт тактового сигнала управляет записью кодов в D-триггеры и выходной регистр. Полная обработка входного сигнала занимает около двух периодов CLK, но частота появления новых значений выходного кода равна частоте тактового сигнала.

Таким образом, конвеерная архитектура позволяет существенно (в несколько раз) повысить максимальную частоту выборок многоступенчатого АЦП. То, что при этом сохраняется суммарная задержка прохождения сигнала, соответствующая обычному многоступенчатому АЦП с равным числом ступеней, не имеет существенного значения, так как время последующей цифровой обработки этих сигналов все равно многократно превосходит эту задержку. За счет этого можно без проигрыша в быстродействии увеличить число ступеней АЦП, понизив разрядность каждой ступени. В свою очередь, увеличение числа ступеней преобразования уменьшает сложность АЦП. Действительно, например, для построения 12-разрядного АЦП из четырех 3-разрядных необходимо 28 компараторов, тогда как его реализация из двух 6-разрядных потребует 126 компараторов.

Конвеерную архитектуру имеет большое количество выпускаемых в настоящее время многоступенчатых АЦП. В частности, 2-ступенчатый 10-разрядный ADC10030, выполняющий до 30 млн. преобразований в секунду (МПс), 4-ступенчатый 12-разрядный CLC5958 (70 МПс) и др. При выборе конвеерного АЦП следует иметь в виду, что многие из них не допускают работу с низкой частотой выборок. Например, изготовитель не рекомендует работу ИМС ADC10030 с частотой преобразований менее 1 МПс, 15-ступенчатого 12-разрядного ADC12081 с частотой менее 0,5 МПс и т. д. Это вызвано тем, что внутренние УВХ имеют довольно высокую скорость разряда конденсаторов хранения, поэтому работа с большим тактовым периодом приводит к значительному изменению преобразуемого сигнала в ходе преобразования.

Последовательные АЦП АЦП последовательного приближения Преобразователь этого типа, называемый в литературе также АЦП с поразрядным уравновешиванием, является наиболее распространенным вариантом последовательных АЦП.

В основе работы этого класса преобразователей лежит принцип дихотомии, т. е последовательного сравнения измеряемой величины с ½, ¼, 1/8 и т. д. от возможного максимального значения ее. Это позволяет для N-разрядного АЦП последовательного приближения выполнить весь процесс преобразования за N последовательных шагов (итераций) вместо 2N-1 при использовании последовательного счета и получить существенный выигрыш в быстродействии. Так, уже при N=10 этот выигрыш достигает 100 раз и позволяет получить с помощью таких АЦП до 105…106 преобразований в секунду. В то же время статическая погрешность этого типа преобразователей, определяемая в основном используемым в нем ЦАП, может быть очень малой, что позволяет реализовать высокую разрешающую способность.

Рис. 1.10. Структурная схема и временные диаграммы АЦП последовательного приближения

Рассмотрим принципы построения и работы АЦП последовательного приближения на примере классической структуры (рис. 1.10 а) 4-разрядного преобразователя, состоящего из трех основных узлов: компаратора, регистра последовательного приближения (РПП) и ЦАП.

После подачи команды «Пуск» с приходом первого тактового импульса РПП принудительно задает на вход ЦАП код, равный половине его шкалы (для 4-разрядного ЦАП это 10 002=810). Благодаря этому напряжение Uос на выходе ЦАП (рис. 1.10 б)

Uос=23h.

где h — квант выходного напряжения ЦАП, соответствующий единице младшего разряда (ЕМР). Эта величина составляет половину возможного диапазона преобразуемых сигналов. Если входное напряжение больше, чем эта величина, то на выходе компаратора устанавливается 1, если меньше, то 0. В этом последнем случае схема управления должна переключить старший разряд d3 обратно в состояние нуля. Непосредственно вслед за этим остаток

Uвх — d3 23 h

таким же образом сравнивается с ближайшим младшим разрядом и т. д. После четырех подобных выравнивающих шагов в регистре последовательного приближения оказывается двоичное число, из которого после цифро-аналогового преобразования получается напряжение, соответствующее Uвх с точностью до 1 ЕМР. Выходное число может быть считано с РПП в виде параллельного двоичного кода по N линиям. Кроме того, в процессе преобразования на выходе компаратора, как это видно из рис. 1.10 б, формируется выходное число в виде последовательного кода старшими разрядами вперед.

Быстродействие АЦП данного типа определяется суммой времени установления tуст ЦАП до установившегося значения с погрешностью, не превышающей 0,5 ЕМР, времени переключения компаратора tк и задержки распространения сигнала в регистре последовательного приближения tз. Сумма tк + tз является величиной постоянной, а tуст уменьшается с уменьшением веса разряда. Следовательно для определения младших разрядов может быть использована более высокая тактовая частота. При поразрядной вариации fтакт возможно уменьшение времени преобразования tпр на 40%. Для этого в состав АЦП может быть включен контроллер.

При работе без устройства выборки-хранения апертурное время равно времени между началом и фактическим окончанием преобразования, которое так же, как и у АЦП последовательного счета, по сути зависит от входного сигнала, т. е. является переменным. Возникающие при этом апертурные погрешности носят также нелинейный характер. Поэтому для эффективного использования АЦП последовательного приближения, между его входом и источником преобразуемого сигнала следует включать УВХ. Большинство выпускаемых в настоящее время фирмой National Semiconductor ИМС АЦП последовательного приближения (например, 10-разрядный ADC10731, 13-разрядный ADC10030 и др.), имеет встроенные устройства выборки-хранения или, чаще, устройства слежения-хранения (track-hold), управляемые сигналом запуска АЦП. Устройство слежения-хранения отличается тем, что постоянно находится в режиме выборки, переходя в режим хранения только на время преобразования сигнала.

Данный класс АЦП занимает промежуточное положение по быстродействию, стоимости и разрешающей способности между последовательно-параллельными и интегрирующими АЦП и находит широкое применение в системах управления, контроля и цифровой обработки сигналов.

1.2.2 Системы сбора данных

Постепенное усложнение АЦП, появление многоканальных АЦП, АЦП со встроенным устройством выборки-хранения, АЦП со сложной цифровой частью привело к тому, что сейчас имеются законченные однокристальные системы сбора данных, обеспечивающие преобразование в цифровой код сигналов, поступающих от многих датчиков и передачу их на микроЭВМ. Блок-схема развитой системы сбора данных приведена на рис. 1.11

Рис. 1.11. Блок-схема системы сбора данных УПК — усилитель с программируемым коэффициентом усиления; УВХ — устройство выборки-хранения; ИОН — источник опорного напряжения; ШД — шина данных

Основу системы составляет АЦП, обычно АЦП последовательного приближения. Чтобы уменьшить число корпусов ИМС, необходимых для создания системы сбора данных, в схему встроены УВХ и источник опорного напряжения. Для подключения к нескольким источникам входных аналоговых сигналов используется аналоговый мультиплексор. Чтобы сократить частоту прерываний главного процессора некоторые системы сбора данных снабжаются оперативным запоминающим устройством обратного магазинного типа FIFO — first input — first output (первый вошел — первый вышел). Измерительный усилитель УПК, входящий в систему, меняет свой коэффициент усиления по команде от схемы управления. Это позволяет выровнять диапазоны аналоговых сигналов с различных входов.

Схема управления может включать оперативное запоминающее устройство (ОЗУ), в которое загружается от главного процессора блок рабочих команд. Эти команды содержат сведения о том, какие операционные режимы использовать, какие из входных каналов должны быть однопроводными, а какие — объединяться с образованием дифференциальных пар, насколько часто и в каком порядке следует производить выборку для каждого канала. Встроенный в систему сбора данных цифровой таймер определяет темп преобразования АЦП.

Одним из наиболее развитых является семейство систем сбора данных LM12454/8, которые содержат 4/8-входовый аналоговый мультиплексор, УВХ, 13-разрядный АЦП последовательного приближения, память типа FIFO с организацией 32×16 бит, ОЗУ команд и 16-битный цифровой таймер.

1.2.3 Интерфейсы АЦП

Важную часть аналого-цифрового преобразователя составляет цифровой интерфейс, т. е. схемы, обеспечивающие связь АЦП с приемниками цифровых сигналов. Структура цифрового интерфейса определяет способ подключения АЦП к приемнику выходного кода, например, микропроцессору, микроконтроллеру или цифровому процессору сигналов. Свойства цифрового интерфейса непосредственно влияют на уровень верхней границы частоты преобразования АЦП.

Наиболее часто применяют способ связи АЦП с процессором, при котором АЦП является для процессора как бы одной из ячеек памяти. При этом АЦП имеет необходимое число адресных входов, дешифратор адреса и подключается непосредственно к адресной шине и шине данных процессора. Для этого он обязательно должен иметь выходные каскады с тремя состояниями (примерами могут служить ADC0801, ADC1061 и др).

Другое требование совместной работы АЦП с микропроцессорами, называемое программным сопряжением, является общим для любых систем, в которые входят ЭВМ и АЦП. Имеется несколько способов программного сопряжения АЦП с процессорами. Рассмотрим основные.

Проверка сигнала преобразования. Этот способ состоит в том, что команда начала преобразования «Пуск» периодически подается на АЦП от таймера. Процессор находится в цикле ожидания от АЦП сигнала окончания преобразования «Готов», после которого выходит из цикла, считывает данные с АЦП и в соответствии с ними приступает либо к следующему преобразованию, либо к выполнению основной программы, а затем вновь входит в цикл ожидания. Здесь АЦП выступает в роли ведущего устройства (master), а процессор — ведомого (slave). Этот способ почти не требует дополнительной аппаратуры, но пригоден только в системах, где процессор не слишком загружен, т. е. длительность обработки данных от АЦП меньше времени преобразования АЦП. Указанный способ позволяет максимально использовать производительность АЦП.

Если длительность обработки данных от АЦП составляет заметно больше времени преобразования АЦП, можно использовать вариант этого способа, отличающийся тем, что сигнал «Пуск» поступает от процессора. Процессор выполняет основную программу обработки данных, а затем считывает данные с АЦП и вновь запускает его. В этом случае процессор выступает в роли ведущего устройства, а АЦП — ведомого.

Простое прерывание. Выдав команду «Пуск», процессор продолжает работу по основной программе. После окончания преобразования формируется сигнал прерывания, который прерывает в процессоре вычисления и включает процедуру поиска периферийного прибора, пославшего сигнал прерывания. Эта процедура состоит в переборе всех периферийных устройств до тех пор, пока не будет найден нужный. Преимущество этого способа по сравнению с предыдущим проявляется в большем числе преобразований за одно и то же время, если используемый АЦП работает медленно. Если же АЦП быстродействующий, то этот способ работы может оказаться даже медленнее предыдущего, так как на обработку прерывания требуется значительное время.

Векторное прерывание. Этот способ отличается от предыдущего тем, что вместе с сигналом прерывания посылается и адрес программы обращения к данному АЦП. Следовательно, не нужно перебирать все периферийные приборы.

Прямой доступ к памяти. Здесь также используется прерывание, но в отличие от предыдущих двух способов, управление по системе прерывания передается на специальный интерфейс, который и производит перезапись данных преобразования в память, минуя регистры процессора. Это позволяет сократить длительность прерывания до одного такта. Номера ячеек памяти хранятся адресном регистре интерфейса. Для этой цели выпускаются ИМС контроллеров прямого доступа к памяти.

В зависимости от способа пересылки выходного слова из АЦП в цифровой приемник различают преобразователи с последовательным и параллельным интерфейсами выходных данных. Последовательный интерфейс медленнее параллельного, однако он позволяет осуществить связь с цифровым приемником значительно меньшим количеством линий и в несколько раз сократить число выводов ИМС. Поэтому обычно параллельный интерфейс используется в параллельных и последовательно-параллельных АЦП, а последовательный — в интегрирующих. В АЦП последовательного приближения применяются как параллельный (например, ADC10461), так и последовательный (например, АDС12 030) интерфейсы. Некоторые АЦП последовательного приближения имеют интерфейс обоих типов.

АЦП с параллельным интерфейсом выходных данных. В простейших случаях, характерных для параллельных АЦП и преобразователей ранних моделей, интерфейс осуществляется с помощью N-разрядного регистра хранения, имеющего три состояния выхода. Здесь N — разрядность АЦП. На рис. 1.12 представлена функциональная схема такого АЦП и временные диаграммы работы интерфейса.

Рис. 1.12. АЦП с параллельным интерфейсом На нарастающем фронте сигнала «Пуск» УВХ преобразователя переходит в режим хранения и инициируется процесс преобразования. Когда преобразование завершено, на выходную линию «Готов» выводится импульс, что указывает на то, что в выходном регистре АЦП находится новый результат. Сигналы «CS» (выбор кристалла) и «RD» (Чтение) управляют выводом данных для передачи приемнику.

Для того, чтобы упростить связь многоразрядного (N>8) АЦП с 8-разрядным микропроцессором или микроконтроллером в некоторых ИМС

(например, ADC12041) реализована побайтовая выдача выходного слова. Если сигнал HВEN, управляющий режимом вывода, имеет низкий уровень, то старшие биты выходного слова поступают на соответствующие им выводы (для 12-разрядного АЦП на выводы DO8… DO11). В противном случае они подаются на выводы, соответствующие младшему байту (для 12-разрядного АЦП на выводы DO0… DO3).

АЦП с последовательным интерфейсом выходных данных. В АЦП последовательного приближения, оснащенных простейшей цифровой частью выходная величина может быть считана в виде последовательного кода прямо с компаратора или регистра последовательного приближения (РПП). На рис. 1.13 представлена функциональная схема такого интерфейса (а) и временные диаграммы его работы (б).

Рис. 1.13. Простейший последовательный интерфейс Здесь приведена схема, реализующая SPI-интерфейс. Процессор является ведущим (master). Он инициирует начало процесса преобразования подачей среза на вход «Пуск» АЦП. С тактового выхода процессора на синхровход АЦП поступает последовательность тактовых импульсов. Начиная со второго такта после пуска на выходе данных АЦП формируется последовательный код выходного слова старшими битами вперед. Этот сигнал поступает на MISO (master — input, slave — output) вход процессора.

Простейший интерфейс обеспечивает наименьшее время цикла «преобразование — передача данных». Однако он обладает двумя существенными недостатками. Во-первых, переключение выходных каскадов АЦП во время преобразования привносит импульсную помеху в аналоговую часть преобразователя, что вызывает уменьшение соотношение сигнал/шум. Во-вторых, если АЦП имеет большое время преобразования, то процессор будет занят приемом информации от него существенную часть вычислительного цикла. По этим причинам современные модели АЦП с последовательной передачей выходных данных оснащаются выходным сдвиговым регистром, в который загружается результат преобразования из РПП. Временные диаграммы такого интерфейса приведены на рис. 1.14.

Рис. 1.14. Последовательный интерфейс с передачей данных по окончании преобразования По заднему фронту сигнала «Пуск» УВХ переходит в режим хранения и начинается преобразование. При этом на соответствующем выводе АЦП выставляется сигнал «Занят». По окончании преобразования начинается передача данных. Процессор подает на синхровход АЦП последовательность синхроимпульсов CLK. Если 8 <=16, то число синхроимпульсов обычно составляет 16. При N <16 вначале вместо отсутствующих старших битов передаются нули, а затем выходное слово старшими битами вперед. До и после передачи данных выходная линия АЦП находится в высокоимпедансном состоянии.

Увеличение длительности цикла «преобразование — передача данных» по сравнению с простейшим интерфейсом обычно несущественно, так как синхроимпульсы могут иметь большую частоту. Например, для 12-разрядного АЦП последовательного приближения ADС12 130 минимальный интервал между отсчетами составляет 14,4 мкс. Из них последовательное чтение данных занимает только 6,2 мкс при частоте синхросигнала 5 МГц.

1.2.4 Шумы АЦП

В идеале, повторяющиеся преобразования фиксированного постоянного входного сигнала должны давать один и тот же выходной код. Однако, вследствие неизбежного шума в схемах АЦП, существует некоторый диапазон выходных кодов для заданного входного напряжения. Если подать на вход АЦП постоянный сигнал и записать большое число преобразований, то в результате получится некоторое распределение кодов. Если подогнать Гауссовское распределение к полученной гистограмме, то стандартное отклонение будет примерно эквивалентно среднеквадратическому значению входного шума АЦП. В качестве примера на рис. 1.15 приведена гистограмма результатов 5000 преобразований постоянного входного сигнала, выполненных 16-разрядным двухтактным последовательно-параллельным АЦП АD7884.

Рис. 1.15. Гистограмма результатов преобразования АЦП AD7884

Входное напряжение из диапазона + 5 В было установлено по возможности ближе к центру кода. Как видно из гистограммы, все результаты преобразований распределены на шесть кодов. Среднеквадратическое значение шума, соответствующее этой гистограмме, равно 120 мкВ.