Одноканальный ЭКГ на ОУ АД620 с цифровым выходом RS232

ФЕДЕРАЛЬНОЕ АГЕНТСТВО ПО ОБРАЗОВАНИЮ ГОСУДАРСТВЕННОЕ ОБРАЗОВАТЕЛЬНОЕ УЧРЕЖДЕНИЕ ВЫСШЕГО ПРОФЕССИОНАЛЬНОГО ОБРАЗОВАНИЯ

«Тюменский государственный нефтегазовый университет»

Институт Нефти и Газа Кафедра «КС»

КУРСОВАЯ РАБОТА по дисциплине

«Автоматизация медико-биологических систем и комплексов»

на тему

«Одноканальный ЭКГ на ОУ АД620 с цифровым выходом RS232»

Выполнил:

студент гр. БМС-07 Сенькин Владимир проверил: Васильев Д.А.

Тюмень 2010

Введение

Типичная сигнальная цепочка аппарата ЭКГ Предлагаемое схемное решение Аналоговый вход Гальваническая развязка цифрового сигнала Безопасное электропитание Безопасность пациента Обработка сигнала Алгоритм фильтра, написанный на C

Обработка на ассемблере Другие среды разработки Усиление и усилитель Заключение Литература аппарат электрокардиография сигнал фильтр

Введение

Электрокардиография — это запись электрических сигналов, генерируемых при работе сердца. Сигнал ЭКГ снимается с кожных покровов при помощи электродов, размещаемых в определенных точках. Кривая ЭКГ имеет характерную форму, пики и интервалы между пиками обозначаются латинскими буквами P, Q, R, S, T и U (см. рис. 1).

Рис. 1. Форма сигнала ЭКГ

В данной статье предложены некоторые идеи по реализации недорогого ЭКГ-монитора. Устройство предполагается использовать совместно с персональным компьютером. Хотя при написании статьи предусматривались средства, обеспечивающие безопасность пациента, это не значит, что все представленные идеи сами по себе удовлетворяют всем требованиям стандартов безопасности; при разработке устройства вам следует самим обеспечить его соответствие требованиям безопасности.

Сначала мы рассмотрим типичную топологию входной (аналоговой) части электрокардиографа. Затем предложим схему, которая обеспечит аналого-цифровое преобразование, цифровую фильтрацию и нормирование цифрового сигнала — все это обеспечит микроконвертор — интегральная «система-на-кристалле», в которую входят аналого-цифровой преобразователь, микроконтроллер и флэш-память. В данной статье будут рассматриваться вопросы выбора компонентов и программирования микроконвертора.

Типичная сигнальная цепочка аппарата ЭКГ Рис. 2. Структурная схема прибора На рис. 2 показана структурная схема типичного одноканального электрокардиографа. Видно, что в данной сигнальной цепочке все виды фильтрации сигнала осуществляются с помощью аналоговой техники, тогда как микропроцессор, микроконтроллер или процессор DSP используется только для целей коммуникации, управления и т. п.

Таким образом, имеющийся вычислительный ресурс процессора не использован. Кроме того, сложные аналоговые фильтры могут оказаться весьма нежелательными с точки зрения неудобства их перестройки, а также занимаемого места на плате, высокой стоимости и энергопотребления.

Предлагаемое схемное решение:

Сигнальная цепочка может быть значительно упрощена при использовании микроконвертора ADuC842, который позволяет заменить АЦП, фильтры и вычислительный блок одной интегральной микросхемой. Дополнительные преимущества заключаются в гибкости перестройки параметров фильтра и в изоляции цифрового интерфейса. Предлагаемое схемное решение приведено на рис. 3.

Рис. 3. Предлагаемая схема электрокардиографа.

Аналоговый вход Для схемы аналогового входа применено традиционное для подобных систем решение — инструментальный усилитель (IA) и операционный усилитель обратной связи, выход которого подключен к правой ноге пациента. В качестве инструментального усилителя применен AD620 — недорогой усилитель с высокой точностью и превосходными характеристиками на постоянном токе: коэффициент ослабления синфазного сигнала CMR >> 100 dB на частотах вплоть до 1 кГц, смещение на входе не более 50 мкВ, малый входной ток (1 нА макс.) и низкое напряжение шума (0,28 мкВ в полосе 0,1…10 Гц). Для AD620 требуется единственный внешний резистор RG, задающий коэффициент усиления. Резисторы R2 и R3 также влияют на коэффициент усиления:

Кус = 1+49,4k/ RG + (49,4k/2)/22k.

Для того чтобы избежать насыщения выхода, коэффициент усиления установлен таким, чтобы размах выходного напряжения соответствовал максимальному, если на входе присутствует максимальное расчетное напряжение сигнала. При напряжении питания ±5 В размах выходного напряжения ИС AD620 составляет ±3,8 В; тогда при входном сигнале ±5 мВ и при возможном постоянном смещении ±300 мВ расчетный коэффициент усиления составит 12,45. Таким образом, с учетом запаса, мы устанавливаем коэффициент усиления равным 8 (±1%) при помощи RG = 8,45 кОм.

В схеме обратной связи, предназначенной для компенсации синфазного сигнала, применен операционный усилитель типа OP97 — малопотребляющий прецизионный ОУ с чрезвычайно высоким коэффициентом ослабления синфазного сигнала (мин. значение 114 дБ). Эта схема подает на правую ногу пациента напряжение, компенсирующее синфазную составляющую сигнала с целью устранить влияние синфазного сигнала. Операционный усилитель имеет коэффициент усиления для синфазного сигнала, равный 91 [то есть R4/(R2||R3) = 1 МОм/11 кОм], и частоту среза низкочастотного фильтра около 160 Гц, что обеспечивает устойчивость усиления

[f-3dB = ½р X (10 кОм X 0,1 мкФ)].

Гальваническая развязка цифрового сигнала Гальваническая развязка применена в цифровом интерфейсе RS-232, связывающем электрокардиограф и компьютер, который предназначен в этом примере для вывода данных. В качестве устройства изоляции сигнала применена ИС ADuM1301 — двунаправленный цифровой изолятор, созданный по технологии iCoupler фирмы Analog Devices. Данная технология позволила создать устройства развязки цифрового сигнала, лишенные недостатков, присущих оптопарам (таких недостатков, как очень малый коэффициент передачи, нелинейная передаточная характеристика и т. д.)

Устройства iCoupler, кроме того, обеспечивают высокую скорость передачи данных при гораздо меньшем энергопотреблении по сравнению с оптопарами. ИС ADuM1301 имеет три изолирующих канала, два их которых используются в данной схеме — один для передачи, другой для приема данных.

(Неиспользуемый канал в дальнейшем можно использовать для передачи сигнала разрешения/запрещения передачи данных.) Питание входной части прибора осуществляется с помощью ИС ADP3607−5 — стабилизатора напряжения на переключаемых конденсаторах, который обеспечивает постоянное напряжение 5 В. Линии питания той части прибора, которая подключена к компьютеру, совершенно изолированы от входной части. Питание выходной части прибора может осуществляться от компьютера или от другого источника питания.

Безопасное электропитание Питание изолированной части регистратора ЭКГ осуществляется с помощью батареи, которая периодически подзаряжается зарядным устройством в то время, когда аппарат ЭКГ не используется. Для того чтобы обрабатывать биполярный входной сигнал, усилителям AD620 и OP97 требуется биполярное питание ±5 В. Стабилизатор напряжения на переключаемых конденсаторах ADP3607−5 и инвертор на переключаемых конденсаторах ADP3605 служат для получения стабилизированного двухполярного питания от батареи напряжением 3 В. ИС ADP3607 — удвоитель напряжения со стабилизированным выходным напряжением, обеспечивающий ток до 50 мА. Она способна работать при напряжении питания 3 В, имеется версия, обеспечивающая фиксированное выходное напряжение 5 В (ADP3607−5) — именно такой применен в данной схеме. (Данные ИС поставляются также в варианте с подстройкой выходного напряжения в диапазоне 3…9 В с помощью внешнего резистора. Они могут обеспечить и более высокое напряжение, если добавить внешнюю ступень «насоса» — несколько пассивных компонентов.) Инверторы на переключаемых конденсаторах ADP3605 со стабилизированным выходным напряжением могут обеспечить ток до 120 мА. Они поставляются с фиксированным выходным напряжением -3 В (ADP3605−3) или с регулируемыми внешними резисторами в диапазоне −3…−6 В. (Более высокое напряжение можно получить с помощью дополнительного внешнего каскада, так же как и в ИС ADP3607.)

Нам необходим источник напряжения питания -5 В при входном напряжении +5 В, поэтому сопротивление резистора R выбрано равным 31,6 кОм (±1%) при помощи уравнения VOUT = -1,5 R/9,5 кОм.

Оба напряжения питания (±5 В) получены с помощью емкостных «зарядовых насосов», в принципе неспособных генерировать небезопасное напряжение даже при нарушении режимов работы, так как в схеме отсутствуют катушки индуктивности. В этих микросхемах также имеется режим отключения (shutdown), что позволяет микроконвертору переводить их в этот режим, когда система находится в состоянии ожидания.

Безопасность пациента Помимо приборов гальванической развязки цифрового сигнала и безопасного источника питания в схеме имеются резисторы Rx1, Rx2 и Rx3, обеспечивающие безопасность пациента — в соответствии с требованиями стандарта AAMI (Association for the Advancement of Medical Instrumentation) на безопасную величину тока. Эти стандарты требуют, чтобы среднеквадратическое значение тока утечки на землю или тока в аварийном режиме не превышало 50 мкА.

Обработка сигнала Микроконвертор ADuC842 хорошо подходит для решения задач обработки сигнала. Он обладает быстрым 12-разрядным АЦП и другими встроенными высокопроизводительными аналоговыми периферийными устройствами, имеет быстрое ядро типа 8052, 62 кбайт встроенной флэш-памяти программ и еще некоторые полезные функциональные узла (рис. 4).

Главные блоки микроконвертора с точки зрения данной разработки — это АЦП и ядро процессора. АЦП преобразует выходной сигнал инструментального усилителя в цифровой код. Программное обеспечение, написанное для процессора 8052, предназначено для обработки цифровых данных и окончательного получения цифрового сигнала для передачи в компьютер. Как и во многих случаях, когда применяется микроконвертор, программное обеспечение включает в себя как сложный код, написанный на языке высокого уровня C, так и критичные ко времени исполнения фрагменты, написанные на ассемблере. В нашем случае реализация низкочастотного и режекторного фильтров написана на C, а АЦП управляется с помощью кода, написанного на ассемблере.

Рис. 4. Структурная схема ADuC842.

Эффективный код в сочетании с быстродействующим ядром процессора обеспечивает накопление множества отсчетов, что увеличивает эффективную разрешающую способность АЦП сверх обычных 12 разрядов.

На рис. 5 показана иллюстрация эффективности микроконверторов. На верхней кривой показан сигнал на выходе инструментального усилителя, поданный на вход АЦП. На средней кривой показан предварительный результат, полученный с помощью фильтра, реализованного на C, а на нижнем графике показан окончательный результат после обработки множества отсчетов, алгоритм которой написан на ассемблере.

Кривые на экране осциллографа

Алгоритм фильтра, написанный на C

Полученный сигнал обрабатывается с помощью цифрового фильтра в микроконверторе. Для разрабатываемого нами устройства мы применили два фильтра с бесконечной импульсной характеристикой (IIR), рассчитанной для частоты дискретизации 500 Гц. Режекторный фильтр предназначен для подавления сигнала с частотой 50 Гц. Выбранный нами алгоритм разработки фильтра — это метод размещения нулей и полюсов, частота подавления — 50 Гц, полоса задержания шириной 10 Гц. Полученная в результате получим алгоритм:

NOutk = NInk — 1.618NInk-1 + NInk-2 + 1.5164NOutk-1 — 0.8783NOutk-2

В данном уравнении индекс k означает текущий отсчет, k-1 означает значение величины в предыдущий момент времени и т. д. Теперь нам нужно преобразовать приведенное уравнение в код. Программирование на C— наиболее рациональный метод для написания алгоритмов ресурсоемкой математической обработки в подобных случаях; программирование на ассемблере заняло бы слишком много времени. Но напрямую написать уравнения фильтра было бы неэффективно для процессора типа ADuC842, так как этот процессор не оптимизирован для операций с плавающей точкой. К счастью, мы можем масштабировать коэффициенты (умножив их на 4096) и получить код фильтра:

iNOut = (4096L X iNIn — 6627L X iNIn1 + 4096L X iNIn2 + 6211L X iNOut1 — 3598L X iNOut2)/4096;

Таким образом, реализован фильтр второго порядка. Хотя мы можем рассчитать фильтр и более высокого порядка, на практике вполне можно каскадировать фильтры второго порядка.

Второй фильтр — это полосовой фильтр Баттерворта с частотами среза 0,05 Гц снизу и 100 Гц сверху. Рекурсивный алгоритм:

BOutk = 0.4206BInk — 0.4206BInk-2 +

1.1582BOutk-1 — 0.1582BOutk-2

На языке C эти уравнения будут выглядеть следующим образом:

iBOut = (1723L*iBIn-1723L*iBIn2+4745L*iBOut1−650L*iBOut2)/4096;

Обратите внимание, что величину выходного сигнала можно масштабировать, изменяя коэффициенты на входе. Также заметьте, что если все сигналы положительны, деление на 4096 — это, в сущности, сдвиг двоичного числа вправо на 12 разрядов. Реализация алгоритма показана на рис. 6 в виде каскада из 5 полосовых фильтров и 2 режекторных фильтров.

while (1)

{

while (c25ms<64); //Ждем, когда будет произведено 64 измерения

iBIn = iAdc0>>3; //Сохраняем накопленное значение

iAdc0 = 0; //Сбрасываем переменную для накапливания новых отсчетов

c25ms = 0; //Сбрасываем таймер синхронизации

// Полосовой фильтр 0.05 — 100Hz

//Fs=500

iBOut = (6891L*lBIn-6891L*lBIn2+4745L*iBOut1;

650L*iBOut2)>>12L; iBO10 = (6891L*iBOut;

6891L*iBOut2+4745L*iBO11- 650L*iBO12)>>12L; iBO20 =

(1723L*iBO10−1723L*iBO12+4745L*iBO21- 650L*iBO22)>>12L;

iBO30 = (1723L*iBO20−1723L*iBO22+4745L*iBO31;

650L*iBO32)>>12L; iNIn = (1723L*iBO30;

1723L*iBO32+4745L*iNIn1−650L*iNIn2)>>12L; // 2 notch filters.

iNOut = (4096L*iNIn-6627L*iNIn1+4096L*iNIn2+6211L*iNOut1;

3598L*iNOut2)>>12L; iN3O = (4096L*iNOut;

6627L*iNOut1+4096L*iNOut2+6211L*iN3O1;

3598L*iN3O2)>>12L; iBIn2 = iBIn1; //Сохраняем предыдущие значения.

iBIn1 = iBIn; iBOut2 = iBOut1; iBOut1 = iBOut; iNIn2 = iNIn1;

iNIn1 = iNIn; iNOut2 = iNOut1; NOut1 = iNOut; iBO12 = iBO11;

iBO11 = iBO10; iBO22 = iBO21; iBO21 = iBO20; … //Остальные величины не показаны (для краткости).

if (iBIn>24 000) iDac -= 1; //Управляем уровнем сигнала на выходе AD620.

if (iBIn<8000) iDac += 1; iOut1 = (iDac)&0xfff; DAC0H =

(iOut1>>8)&0xf; DAC0L = iOut1&0xff; if ((iN3O+iOfs)>3000) iOfs

-= 1; //Управляем выходным смещением.

if ((iN3O+iOfs)<1000) iOfs += 1; iOut = ((iN3O+iOfs))&0xfff;

DAC1H = (iOut>>8)&0xf; //Выводим на осциллограф. DAC1L =

iOut&0xff; if (!(c2++&3)) printf («%4drn», iOut); //Передаем результат в компьютер.

}

Отсчеты сигнала умножаются на 4 в каждом полосовом фильтре первого или второго порядка. Сдвиг вправо на 12 разрядов соответствует делению на 4096.

Обратите внимание на строки if (iAdc00>24 000)iDac-=1 и if (iAdc00<8000)iDac+=1, которые управляют цифро-аналоговым преобразователем в составе ИС ADuC842. Сигнал ЦАП управляет входом сдвига уровня микросхемы AD620 для того, чтобы сдвинуть выходное напряжение AD620 в рабочий диапазон входа АЦП. Это желательно для того, чтобы уменьшить воздействие переменного смещения, которое возникает из-за разности качества контактов между электродами и кожей. Подобный же подход применен для сдвига выходного напряжения в центр диапазона выходных напряжений.

Обработка на ассемблере Основное назначение ассемблерного кода — измерение входного сигнала с одинаковыми интервалами времени и обеспечение требуемой скорости вычислений 500 отсчетов в секунду. Сначала мы программируем Timer0 на непрерывную работу и генерацию прерываний с интервалом 1 мс. С каждым прерыванием перезапускается Timer0, считывается отсчет входного сигнала и увеличивается значение переменной c2ms, которая используется для синхронизации с кодом C. На этой стадии разработки кода первыми строками кода на C были:

while (c2ms<2);

c2ms = 0;

iAdc00 = iAdc0;

Изначально c2ms равно нулю и код C зациклится на строчке while (c2ms<2). После 1 ms таймер Timer0 вырабатывает прерывание, затем c2ms увеличивается на 1. После следующей 1 мс переменная c2ms увеличивается до 2. Теперь условие (c2ms<2) больше не выполняется, сбрасывается на 0 счетчик c2ms, и производятся вычисления фильтра. После этого код C помещает результаты в цепочку переменных, представляющих собой последовательные результаты, готовые для дальнейшей обработки с помощью повторной итерации. Завершает цикл команда printf (…), которая посылает результат на дисплей компьютера. Последующая обработка данных на PC может быть очень простой — например, просто вывод результата на графический дисплей, — либо сколь угодно сложной.

Для повышения точности результата период прерываний таймера Timer0 был сокращен до 1/32 мс и данные были накоплены в iAdc0 для того, чтобы получить большее число измерений за то же время. Кроме того, условие цикла было переделано в c2ms<64, так что процессор дожидается 64 измерений, прежде чем выполнить цикл фильтрации.

Величина iAdc0 сохранена в iAdc00 для дальнейшей обработки, затем iAdc0 сбрасывается, и теперь эта переменная готова к получению следующих 64 измерений. Ниже приведен код на ассемблере. Этот улучшенный алгоритм обеспечивает получение графика, показанного на рис. 5 внизу.

IntT0: push ACC

push PSW

clr TR0 ;Остановить счетчик T0.

mov TH0,#0fdh ;Загрузить 1/32ms.

mov TL0,#0f6h

setb TR0 ;Запустить T0.

mov a, ADCDATAL

add a, iAdc0+3

mov iAdc0+3,a

mov a, ADCDATAH ;прибавить результат

;преобразования к iAdc0.

anl a,#0fh

addc a, iAdc0+2

mov iAdc0+2,a

clr a

addc a, iAdc0+1

mov iAdc0+1,a

mov ADCCON2,#0 ;Начать преобразование.

mov ADCCON2,#10h

inc c25ms ;Увеличить счетчик ms.

IntT0R: pop PSW

pop ACC

reti

Программа на ассемблере Другие среды разработки Так же можно использовать более специализированную среду LABView.

Рис. 6. Результаты ЭКГ в программе LABView

Рис. 7, Результаты ЭКГ в программе LaView

Усилители:

Рассмотрены вопросы стабилизации режима усилителей по постоянному току и, в частности, описываемых измерительных усилителей серии AD62x и нового усилителя AD8225.

Для усилительных устройств существенным является стабильность их режима по постоянному току [1], при котором обеспечиваются линейность характеристик и, вообще, способность устройств выполнять свои усилительные функции.

Входы большинства операционных усилителей и других устройств являются выводами баз биполярных транзисторов. Примерами могут быть измерительный усилитель AD620 фирмы Analog Devices [3], микросхемы для измерения электрической энергии и другие устройства.

Среди усилительных устройств существенное место занимают измерительные (инструментальные) усилители, предназначенные для измерительных систем. Источниками входных сигналов могут быть датчики для измерения физических величин — температуры, давления, ускорений и др., датчики сигналов в электрокардиографии и так далее. Измерительные усилители (в частности, серии AD62x фирмы Analog Devices) обладают следующими особенностями: вход — дифференциальный, с высоким входным сопротивлением; стабильный коэффициент усиления; высокая равномерность АЧХ в заданной полосе частот (обычно от 0 Гц); высокая линейность амплитудной характеристики; низкий уровень шума. Отметим, что для измерительных усилителей стабилизация режима важна не только для их функционирования в линейном режиме, но и по той причине, что их частотный диапазон начинается от 0 Гц, и нестабильность, например, выходного напряжения будет проявляться как погрешность. Поэтому к измерительным усилителям, равно как и к другим с частотным диапазоном от 0 Гц, предъявляются более жёсткие требования по стабилизации режима, чем к другим усилителям.

Для измерительных усилителей за основу обычно берётся одна из двух схем, приведённых на рис. 10а, б. Первая из них — на трёх, вторая — на двух операционных усилителях. Входным является дифференциальный (разностный) сигнал

Uвх = Uвх1 — Uвх2, (8)

где Uвх1 и Uвх2 — сигналы на первом (неинвертирующем) и втором (инвертирующем) входах усилителя. Дифференциальный вход не требует того, чтобы входной сигнал был симметричным. Так, например, если подать сигнал на первый вход (при закороченном втором), дифференциальная составляющая, согласно (8), будет ему равна. Применение дифференциального входа с двухпроводной линией для входного сигнала обеспечивает подавление синфазной сетевой наводки. Отметим, что в усилителе, например AD620, подавление синфазного сигнала (подаваемого на оба входа) составляет 90…130 дБ — в зависимости от коэффициента передачи, выставляемого в пределах от 1 до 1000.

Коэффициент передачи первого из усилителей (рис. 10а):

K = Uвых/Uвх = [1 + (R1 + R2)/Rобр]R5/R3 (9)

при условии R5/R3 = R6/R4. Дополнительно при условии R1 = R2 и R3 = R5 выражение (9) упрощается: K = 1 + 2R1/Rобр. Для второго усилителя (рис. 2б) аналогично:

K = Uвых/Uвх = 1 + (R1 + R4)/Rобр + R4/R3

при условии R1/R4 = R2/R3. Дополнительно при R1 = R4, R2 = R3:

K = 1 + 2R1/Rобр + R4/R3.

Рис. 8. Схемы измерительных усилителей на трёх (а) и двух (б) операционных усилителях В основу AD620 положена схема усилителя на рис. 8а. В отличие от неё, входной каскад AD620, упрощённая схема которого приведена на рис. 9, дополнен транзисторами T1 и T2 и токозадающими элементами (источниками тока) IБ1', IК1', IЭ1', IБ2', IК2' и IЭ2', обеспечивающими токовый режим транзисторов. Кроме того, на входе усилителя имеются цепи защиты от входных перегрузок, не показанные на рис. 9. Все элементы усилителя входят в состав микросхемы, кроме резистора Rобр, который является внешним (для возможности переключения коэффициента усиления).

Входной каскад AD620 можно рассматривать в качестве балансного (благодаря общему для T1 и T2 резистору Rобр) транзисторного усилителя с усиленной (в операционных усилителях A1 и A2) коллекторно-эмиттерной отрицательной обратной связью. Указанное включение используется также в усилителях типа «Current Feedback», рассмотренных в. Коэффициент усиления определяется цепями обратной связи, в связи с чем введение транзисторов в состав усилителя не изменяет выражения (9), которым определяется коэффициент для AD620. Для обеспечения нормальной работы AD620 важно правильное подключение его входной цепи, при котором обеспечивалась бы стабилизация режима усилителя. Это может быть низкоомный резистивный датчик, с которым усилитель имеет гальваническую связь. Другой вариант подключения обоих входов усилителя — с разделительными конденсаторами, но с обязательной «привязкой» обоих входов (баз транзисторов T1 и T2) к «земле» через резисторы RБ1 и RБ2, как показано на рис. 9.

Рис. 9. Упрощённая схема входного каскада измерительного усилителя AD620

Рассмотрим «механизм» стабилизации режима входного каскада. Токовый режим транзисторов входного каскада определяется указанными выше токозадающими элементами (источниками тока), а также построением его схемы с цепями стабилизации. Отметим, что токозадающий элемент — это двухполюсник, характеризуемый постоянным выходным током независимо от приложенного напряжения (в «рабочих» пределах) и имеющий, соответственно, высокое динамическое сопротивление. На рис. 10 показаны токи в одном плече входного каскада, причём на рис. 10а-в — для разных коэффициентов усиления транзистора по постоянному току h21Э и при равенстве токов источников IK' и IЭ', а на рис. 10 г — при их неравенстве. Коллекторный ток транзистора определяется током источника IК' в предположении, что ток инвертирующего входа операционного усилителя (A1 и A2 на рис.11) равен нулю. Проставленные на рис. 10 численные значения токов и h21Э являются условными и приведены для наглядности в качестве примера.

Рис. 10. Распределение токов в цепях входного транзистора с разными значениями h21Э и IЭ'

На рис. 10а ток коллектора определяется источником IK' и равен IK = 10 мкА. Ток базы, согласно (4), при h21Э = 100 и IКБ0 > 0 равен 0,1 мкА, а ток эмиттера при этом равен IЭ = IK + IБ = 10,1 мкА. Но в цепи эмиттера — источник IЭ' с током 10 мкА, в связи с чем избыточная разность токов, равная 0,1 мкА, потечёт, как показано на рис. 10а, в относительно низкоомную цепь обратной связи и, далее, на выходы усилителей A1 и A2. В цепи базы включен источник IБ', ток которого как раз равен требуемому току базы 0,1 мкА. Это — «номинальный» случай, соответствующий «компенсированному» режиму усилителя. Ток источника будет полностью использован базой транзистора, а в резисторе RБ ток будет отсутствовать. Соответственно, потенциал базы, «привязанный» через резистор RБ к нулевому потенциалу «земли», также будет равен нулю. Что касается потенциала коллектора, который соединён с инвертирующим входом A1 (A2), повторяющим потенциал неинвертирующего входа, то он будет равен E1 (E2), показанному на рис. 11. Потенциал эмиттера будет отличаться от потенциала базы (в данном случае, равного нулю) на величину напряжения «база-эмиттер», определяемого входной вольтамперной характеристикой транзистора, равную десятым долям вольта.

На рис. 10б коэффициент усиления транзистора h21Э = 200 (его увеличение может произойти, например, при повышении температуры). В результате, ток базы при IK' = 10 мкА (условно будем считать, как и в первом случае, что IКБ0 > 0) будет равен IБ = 0,05 мкА, а избыток тока, обеспечиваемый источником IБ', замкнётся через резистор RБ. Потенциал базы, определяемый падением напряжения на RБ, будет равен EБ = 50 мВ. На рис. 10 В показан другой случай — с h21Э = 50, при котором ток базы будет равен 0,2 мкА. Его недостаток при токе источника 0,1 мкА, в отличие от избытка на рис. 10б, будет компенсирован током через резистор RБ (другого направления, по сравнению с предыдущим случаем). Потенциал базы при этом станет отрицательным и равным EБ = -100 мВ.

На рис. 10 г, в отличие от рис. 10а, ток источника в цепи эмиттера показан равным 11 мкА, а ток эмиттера, как и в схеме на рис. 10а, равен 10,1 мкА. В результате, разностный ток 0,9 мкА, уже другого направления, замкнётся через цепь обратной связи и усилитель A1 (A2). В рассмотренных четырёх случаях ток коллектора равен 10 мкА, напряжение на коллекторе — около E1 (E2), а напряжение на базе — в пределах от 50 до -100 мВ. На рис. 10а-г ток IКБ0 условно показан равным нулю. В соответствии с этим, ток базы положителен, но разной величины, в зависимости от h21Э. Реально, при наличии IКБ0, ток базы может быть и отрицательным.

В соответствии с рассмотренным, резистор RБ (RБ1, RБ2), показанный на рис. 10, играет существенную роль в обеспечении стабилизации режима усилителя. Рассмотренный «механизм» формирования «режимных» токов и напряжений в цепях усилителя может быть полезным читателям для анализа ими других схем, в которых должна обеспечиваться стабилизация режима.

Заключение

Рис. 11. График практически измеренного сигнала

На рис. 11 показана кривая, записанная с отведения I (стандартное отведение по Эйнтховену). Видно, что получен хороший результат, несмотря на простоту аппаратной части нашего прибора.

Дальнейшее повышение качества записи возможно за счет написания различных программных реализаций фильтров с различными характеристиками и дополнительными возможностями. Память программ процессора ADuC842 основана на флэш-технологии, что дает возможность изменять алгоритм работы уже готового устройства.

Литература

Голуб В. С. Расчёт стабилизации режима полупроводниковых усилителей. Киев: Технiка, 1977.

Ши Р. Ф. Усилители звуковой частоты на полупроводниковых триодах / Пер. с англ. под ред. И. Г. Мамонкина. М.: ИЛ, 1957.

Kitchin C., Counts L., A Designer’s Guide to Instrumentation Amplifiers. Analog Devices, 2000.

Infineon Technologies' Data Sheets: BC807W, BC808W (Nov. 29, 2001); BC817W, BC818W (Oct. 20, 1999).

Справочник по технике магнитной записи / Под ред. О. В. Порицкого, Е. Н. Травникова. Киев: Технiка, 1981. с. 252.

Голуб В. Операционные усилители типа «Current Feedback» // Радиохобби. 2000. № 4.

Энрик Компании-Бош, Экарт Хартманн «Наука и техника» -2004