В настоящее время в радиотехнике широко используются цифровые радиосистемы передачи информации (ЦРСПИ). Распространение ЦРСПИ связано со стремительным развитием мобильной (сотовой) связи, Интернета и технологий цифровой обработки сигналов (ЦОС) [1].
Во многих странах был совершен, а в других происходит процесс перехода на цифровое радиои телевещание, широкое распространение получило цифровое спутниковое телевидение [1−24]. Современный уровень микроэлектроники позволяет выпускать в массовом количестве дешевые средства беспроводной связиисчезла необходимость использовать проводные линии связи. Бурное развитие получили персональные и локальные ЦРСПИ [1].
Глобальное распространение и особенности работы (роуминг) мобильной (сотовой) связи, общее стремление к унификации и удешевлению стоимости обработки информации в радиотехнике, обуславливают принятие единых для большинства или большой группы стран стандартов для ЦРСПИ [1].
Доминирующее положение среди стандартов ЦРСПИ для локальных сетей занимают разновидности стандарта IEEE 802.11 (технология WiFi) [1, 25−37]. В мобильной (сотовой) связи второго поколения доминируют технологии GSM и CDMA, третьего поколения — технологии UMTS/WCDMA и CDMA2000, внедряемого четвертого поколения — технология LTE [38−54]. Мобильный радиодоступ (в Интернет) обеспечивается мобильной (сотовой) связью второго (в том числе технологии GPRS, EDGE) и третьего (в том числе технологии HSPA и EV-DO) поколений, технологией WiMAX (стандарт IEEE 802.16e) [1, 47, 50−53, 55−60]. Фиксированный радиодоступ обеспечивается технологиями на основе стандартов IEEE 802.11 и IEEE 802.16 [61−70]. Широкое распространение получили стандарт DECT, используемый для беспроводной домашней и офисной телефонии и передачи данных [1, 71], и стандарт транкинговой связи TETRA для профессиональной радиосвязи [1,72]. Беспроводные персональные сети передачи данных используют в основном технологию Bluetooth [1, 73−76]. Для организации цифрового телевидения разработаны технологии DVB (Европа, СНГ, Индия, ЮАР и др.), ATSC (США, Канада, Мексика, Корея), ISDB (Япония, Латинская Америка), DTMB (Китай) [1−20]. Для организации цифрового радиовещания разработаны технологии DRM, DAB, IBOC [1, 21−24]. Развивается также цифровая низкоскоростная передача данных для систем автоматики, учета и контроля на основе группы стандартов IEEE 802.15.4 (технология ZigBee) [77−79].
Потребность в обмене информацией между базовыми станциями систем мобильной (сотовой) связи обуславливает широкое использование цифровых радиорелейных систем [80,81], также в последние годы намечается практическое использование диапазона миллиметровых волн для реализации высокоскоростного фиксированного радиодоступа [82−84]. Широкое невоенное применение нашли системы глобального спутникового позиционирования GPS и ГЛОНАСС [85, 86].
Технологии WiFi, Bluetooth и ZigBee используют диапазон 2,4 ГГц [28, 75, 79]. Также технология WiFi использует диапазон -5.6 ГГц [28], а технология WiMAX — диапазоны -2,3.-2,7 ГГц и -3,3.3,5 ГГц [58]. Фиксированный широкополосный радиодоступ наиболее часто реализуется в диапазоне -2.6 ГГц [65−67], а в миллиметровом диапазоне — в диапазоне -60. .100 ГГц [82, 84]. Современные цифровые радиорелейные системы, как правило, используются в диапазонах единиц — десятков гигагерц [80, 81]. Цифровое спутниковое телевидение также используется в диапазонах единиц — десятков гигагерц [1, 13−16]. Системы глобального спутникового позиционирования работают в диапазонах —1,2 ГГц и —1,6 ГГц [85].
Системы мобильной (сотовой) связи второго поколения работают в диапазонах -800.900 МГц и -1,8.1,9 ГГц, третьего поколения — в диапазоне -2 ГГц, для четвертого поколения предусматривается диапазон —700.900 МГц [38−54]. Стандарт DECT предусматривает использование диапазона 1,9 ГГц [1], а стандарт TETRA — диапазона -400. .900 МГц [1, 72].
Развитие цифрового радиовещания происходит путем вытеснения аналогового радиовещания в прежних диапазонах длинных, средних и коротких волн (до 30 МГц, технология DRM) и ультракоротких волн (-60. 110 МГц, технологии DRM, DAB, IBOC) [1]. Развитие цифрового наземного телевидения происходит путем вытеснения наземного аналогового телевидения в прежних диапазонах ультракоротких волн -40.860 МГц [1].
Таким образом, большинство современных ЦРСПИ работают в диапазоне сверхвысоких частот, что в настоящее время делает практически невозможным ЦОС непосредственно на рабочих частотах используемых сигналов. Использование сверхвысокочастотных диапазонов радиоволн обусловлено необходимостью использовать одновременно большое количество радиосигналов с широкими полосами частот. Так, ширина канала связи в стандарте IEEE 802.1 In достигает 40 МГц, в четвертом поколении мобильной (сотовой) связи — 20 МГц, в цифровом телевидении — 5.8 МГц. Стандарты третьего поколения мобильной (сотовой) связи определяют ширину канала связи до нескольких мегагерц (—5 МГц). Для диапазонов миллиметровых волн нормированы каналы связи шириной до 3 и 5 ГГц. Современные технологии также определяют большое число вариантов ширины полосы частот используемых радиосигналов. Это, в совокупности со стремлением производить совместимые с прежними версиями стандартов устройства и мультистандартные устройства, требует соответствующего выполнения приемопередающих устройств.
Помимо использования многих сверхвысокочастотных сигналов с широкими полосами частот, совершенствуются методы модуляции. Высокой спектральной эффективностью обладают сигналы с квадратурной модуляцией одной несущей — фазовой манипуляцией (ФМ) или квадратурной амплитудной манипуляцией (КАМ) [53]. Квадратурная модуляция одной несущей сменила или дополнила частотную манипуляцию (ЧМ) в процессе развития таких технологий и стандартов как GSM, Bluetooth, DECT, WiFi [1, 28, 50, 51, 71, 75]. Изначально квадратурная модуляция предусмотрена в технологиях DVB-S,.
DVB-C, CDMA, UMTS/WCDMA, CDMA2000, HSPA, EV-DO, TETRA, ZigBee, GPS, ГЛОНАСС, а также в большинстве современных цифровых радиорелейных систем [16, 17, 46−49, 53, 73, 80, 81, 85, 86]. В ряде этих технологий квадратурная модуляция одной несущей используется совместно с прямым расширением спектра.
Дальнейшее повышение спектральной эффективности при сохранении устойчивости ЦРСПИ к многолучевости и замираниям радиосигналов привело к массовому переходу на использование сигналов с мультиплексированием ортогональных частот (OFDM), причем для каждой несущей частоты в таких сигналах используется квадратурная модуляция. Такой переход был совершен в развитии технологии WiFi, WiMAX и ожидается при переходе от третьего к четвертому поколению мобильной (сотовой) связи. В канале «абонент — базовая станция» технологии LTE используется специфическая разновидность OFDM-сигнала — сигнал с мультиплексированием одиночных ортогональных частот (SC-FDMA) [39−43, 45]. Все цифровые системы радиовещания и телевидения (кроме технологии ATSC) также используют OFDM-сигнал [1−12, 20−24].
Другой характеристикой современных ЦРСПИ является использование группового радиосигнала. Базовые станции систем мобильной (сотовой) связи всех поколений традиционно работают в одновременном многоканальном режиме приема и передачи радиосигналов. Многоканальными могут быть и вещательные радиопередатчики цифрового телевидения и радиовещания, а также приемопередатчики технологий радиодоступа. В технологии ГЛОНАСС предусматривается многоканальный прием радиосигналов (до 24 каналов) [85].
Основной тенденцией современных ЦРСПИ является массовый переход на использование OFDM-радиосигналов, широкое использование групповых радиосигналов, также в настоящее время широко распространены ЦРСПИ, использующие радиосигналы с модуляцией одной несущей ФМ и KAM.
Количество сотовых телефонов и телевизионных приемников в мире исчисляется несколькими миллиардами, а годовое производство — сотнями миллионов. Переход на четвертое поколение мобильной (сотовой) связи и цифровое телевидение предполагает соответствующую замену этих устройств на устройства, использующие OFDM-радиосигналы. Количество базовых станций мобильной (сотовой) связи, использующих групповые радиосигналы с двухпозиционной частотной манипуляцией (ДЧМ), ФМ и KAM составляет несколько миллионов. Десятками миллионов штук в год выпускаются устройства технологии WiFi, в последнее время использующей только OFDM-радиосигналы. Таким образом, сверхвысокочастотные технологии беспроводной передачи информации, использующие OFDM-радиосигналы и групповые радиосигналы, можно отнести к наиболее распространенным или перспективным массовым технологиям передачи информации в современной радиотехнике, а их совершенствование представляется весьма актуальным.
В общем виде при передаче информации в радиопередатчике современной ЦРСПИ сначала выполняется ЦОС, а затем производится преобразование полученных промежуточных сигналов в аналоговый вид и выполняется аналоговая обработка с формированием и передачей в канал связи заданного радиосигнала. При приеме информации в радиоприемнике ЦРСПИ происходит в общем виде обратный процесс.
В свою очередь при реализации передающих, приемных и приемопередающих устройств описанных выше стандартов и технологий часто используется техника прямого преобразования (ТПП). Это обусловлено желанием снизить стоимость устройства ЦРСПИ и минимизировать его массогабаритные и энергетические характеристики, а также техническими пределами современной цифровой техники по формированию сверхвысокочастотных сигналов. Наиболее часто ТПП встречается в массовых персональных, мобильных и компактных устройствах ЦРСПИ, таких как мобильные (сотовые) телефоны, телевизионные приемники компактных («плоских») цифровых телевизоров, цифровые телевизионные приставки, персональные устройства мобильного и фиксированного радиодоступа, приемопередатчики ноутбуков и т. п. Базовые станции мобильной (сотовой) связи и беспроводного радиодоступа, точки доступа локальных сетей, вещательное и другое оборудование также часто проектируются с использованием ТПП [87−96].
В свою очередь в ТПП доминирующее положение занимают устройства с использованием аналоговых квадратурных схем преобразования частотыквадратурных модуляторов (КМ) в радиопередатчиках и квадратурных демодуляторов (КД) в радиоприемниках. Во-первых, это связано с применением во многих современных ЦРСПИ сигналов с квадратурной модуляцией, которые модулируются и демодулируются с помощью этих схем непосредственно. Во-вторых, с помощью КМ можно осуществить прямое преобразование на заданную несущую частоту любого квадратурного сигнала (преобразование частоты (квадратурных сигналов) с одной боковой полосойПЧ-ОБП), а с помощью КД можно преобразовать любой радиосигнал на нулевую промежуточную частоту в виде квадратурных сигналов. Эти свойства являются важными, так как OFDM-сигналы формируются в радиопередатчике первоначально в виде квадратурных сигналов в цифровом виде, а обрабатываются в радиоприемнике на нулевой промежуточной частоте (ПЧ). В аналогичном виде часто получают и обрабатывают и групповые радиосигналы. Наконец, использование единых архитектур радиопередатчиков и радиоприемников позволяет легко объединить различные стандарты и технологии в едином совместимом или мультистандартном устройстве. В связи с этим применение КМ и КД отмечается как типовое в большинстве стандартов и технологий ЦРСПИ [1, 2, 9, 22, 28, 31, 32, 42, 44, 47, 55, 61−64, 68, 70].
Аналоговые схемы КМ и КД не являются идеально квадратурными, то есть имеют относительный амплитудный и фазовый дисбаланс квадратурных каналов. При реализации ПЧ-ОБП в современной ТПП применяется двухфазный метод, поэтому такой дисбаланс приводит к формированию внеполосного излучения остатка второй боковой полосы в радиосигналах с OFDM, групповых и других радиосигналах. При реализации преобразования радиосигнала на нулевую ПЧ такой дисбаланс приводит в дальнейшем к неполному подавлению сигнала зеркального канала также с применением двухфазного метода. Существующие интегральные микросхемы (ИМС) КМ и КД [97−99] {Приложение А), не всегда обеспечивают точность амплитудного и фазового баланса квадратурных каналов, необходимую для реализации радиопередатчиков и радиоприемников ЦРСПИ с помощью ТПП [80−81, 100, 101] {Приложение Б).
Современная аппаратная реализация устройств ЦРСПИ в массовых количествах с помощью стандартных ИМС не позволяет корректировать характеристики квадратурных каналов КМ и КД, поэтому компенсировать дисбаланс квадратурных каналов в основном можно только с помощью цифровой коррекции квадратурных сигналов для КМ и КД. Проведенные автором патентные исследования показали высокую актуальность повышения точности баланса квадратурных сигналов в ТПП, а также отражают высокую популярность ТПП в устройствах современных ЦРСПИ и в современной радиотехнике в целом {Приложение В).
В то же время повышение точности баланса квадратурных сигналов не является единственным путем для уменьшения относительного уровня остатка второй боковой полосы или зеркального канала. Можно пойти другим путем, заключающемся в разработке или использовании других методов прямого преобразования частоты, позволяющих при таком же дисбалансе квадратурных сигналов в аналоговых КМ и КД достигать более низкого относительного уровня остатка второй боковой полосы или зеркального канала. Например, в ТПП известен фазофильтровый метод ПЧ-ОБП, также использующий для формирования радиосигнала КМ, а КД — для приема радиосигнала. При этом современный уровень знаний оставляет открытым вопрос об использовании данного метода для формирования и приема радиосигналов современных ЦРСПИ, в частности OFDM-радиосигналов. В свою очередь ТПП опирается в основном на хорошо известную теорию формирования и приема сигналов с однополосной модуляцией (ОМ) [102−132].
Разработка новых методов формирования и приема радиосигналов современных ЦРСПИ, использующих аналоговые квадратурные схемы преобразования частоты, для уменьшения внеполосного излучения остатка второй боковой полосы при повышающем преобразовании частоты и уменьшения остатка сигнала зеркального канала при поттсающем преобразовании частоты, а также разработка методов коррекции дисбаланса квадратурных сигналов КМ и КД являются актуальными научными задачами.
Целью диссертации является уменьшение внеполосного излучения остатка второй боковой полосы и уменьшение остатка сигнала зеркального канала путем разработки нового метода ПЧ-ОБП и новых методов коррекции дисбаланса квадратурных сигналов аналоговых квадратурных схем преобразования частоты.
Объектом исследования являются методы ПЧ-ОБП, методы коррекции дисбаланса квадратурных сигналов аналоговых квадратурных схем преобразования частоты, а также устройства их реализующие.
Предметом исследования является формирование радиосигналов с помощью ПЧ-ОБП и коррекция дисбаланса квадратурных сигналов аналоговых квадратурных схем преобразования частоты.
Для достижения поставленной цели необходимо решить следующие частные задачи:
1) провести анализ существующих в теории ОМ методов ПЧ-ОБП и установить перспективные направления для уменьшения внеполосного излучения остатка второй боковой полосы;
2) разработать и исследовать новый метод ПЧ-ОБП, обеспечивающий отсутствие внеполосного излучения остатка второй боковой полосы в сформированном радиосигнале;
3) показать возможность прямого формирования промежуточных квадратурных сигналов нового метода ПЧ-ОБП и фазофильтрового метода для осуществления ПЧ-ОБП;
4) показать возможность применения фазофильтрового метода для формирования и приема радиосигналов современных ЦРСПИ;
5) показать применимость существующих моделей дисбаланса квадратурных сигналов аналоговых квадратурных схемах преобразования частоты и методов его коррекции для нового метода ПЧ-ОБП и фазофильтрового метода;
6) разработать новые модели дисбаланса квадратурных сигналов аналоговых квадратурных схем преобразования частоты и методы его коррекции для нового метода ПЧ-ОБП и фазофильтрового метода;
7) провести исследования по практической реализации разработанных и исследованных методов и устройств на их основе.
Методы исследования. Для решения поставленных в работе задач использованы методы теории формирования и приема радиосигналов, численные методы, математические расчеты применительно к реальным характеристикам радиосигналов, методы математического моделирования с применением ЭВМ, а также экспериментальные исследования.
Основные научные положения, выдвигаемые для защиты:
1) устранение внеполосного излучения остатка второй боковой полосы в радиосигнале возможно путем преобразования на нулевую среднюю частоту первичных квадратурных сигналов с одной боковой полосой с получением промежуточных квадратурных сигналов и последующего преобразования частоты этих сигналов с одной боковой с получением заданного радиосигнала;
2) прямое формирование промежуточного квадратурного ОРЭМ-сигнала возможно путем формирования относительно нулевой частоты двух ОРЭМ-сигналов, представляющие нижнюю и верхнюю части спектра первичного квадратурного ОРЭМ-сигнала относительно его средней частоты с последующим их объединением в единый квадратурный сигналпрямое формирование промежуточных квадратурных групповых сигналов возможно путем формирования одноканальных квадратурных сигналов на их промежуточных частотах из первичных квадратурных или модулирующих сигналов с последующим объединением в единый квадратурный сигнал;
3) модель дисбаланса сигналов аналоговых квадратурных схем преобразования частоты заключается в раздельном описании дисбаланса при преобразовании частоты сигналов двух половин спектра первичного преобразуемого сигнала относительно частоты преобразования, используемой до/в КМ/КД;
4) при осуществлении нового метода ПЧ-ОБП и фазофильтрового метода коррекция дисбаланса квадратурных сигналов аналоговых квадратурных схем преобразования частоты при дисбалансе выходных каналов фазовращателя КМ/КД возможна путем создания дисбаланса сигналов частоты низкочастотного преобразования или путем создания дисбаланса преобразуемых/преобразованных сигналов низкочастотного преобразованиякоррекция дисбаланса квадратурных сигналов аналоговых квадратурных схем преобразования частоты при дисбалансе входных/выходных каналов КМ/КД возможна путем создания дисбаланса преобразуемых/преобразованных сигналов низкочастотного преобразования;
5) при реализации нового метода ПЧ-ОБП и фазофильтрового метода искажения от сигнала остатка второй боковой полосы в формируемых радиосигналах можно представить как ошибку модуляции.
Научная новизна работы состоит в следующем:
1. Разработан и исследован новый метод ПЧ-ОБП, обеспечивающий отсутствие внеполосного излучения остатка второй боковой полосы в сформированном радиосигнале;
2. Разработаны методы прямого формирования промежуточных квадратурных OFDM-сигналов и промежуточных групповых квадратурных KAMи ДЧМ-сигналов нового метода ПЧ-ОБП и фазофильтрового метода для осуществления ПЧ-ОБП;
3. Разработан вариант реализации фазофильтрового метода для осуществления ПЧ-ОБП с обработкой квадратурных модулирующих сигналов;
4. Разработаны модели дисбаланса сигналов аналоговых квадратурных схем преобразования частоты при осуществлении нового метода ПЧ-ОБП и фазофильтрового метода, и разработаны соответствующие методы коррекции дисбаланса квадратурных сигналов.
5. Получены аналитические выражения для описания искажений в сформированных и принимаемых радиосигналах с цифровыми видами модуляций при осуществлении нового метода ПЧ-ОБП и фазофильтрового метода.
Практическая ценность работы заключается в следующем:
1. Разработано устройство «Формирователь однополосного сигнала», защищенное патентом на полезную модель 70 060 РФ, формирующее радиосигнал с однополосной модуляцией без внеполосного излучения остатка второй боковой полосы, используя для этого новый метод ПЧ-ОБП;
2. Разработано устройство «Формирователь группового радиосигнала», защищенное патентом на полезную модель 75 121 РФ, формирующее OFDM-радиосигнал или групповой радиосигнал без внеполосного излучения остатка второй боковой полосы с помощью усовершенствованной схемы фазофильтрового метода, адаптированной к обработке квадратурных модулирующих сигналов;
3. Разработано устройство «Формирователь группового сигнала», защищенное патентами на полезную модель 75 121 РФ и 75 810 РФ, формирующее OFDM-радиосигнал или групповой радиосигнал без внеполосного излучения остатка второй боковой полосы, используя для этого новый метод ПЧ-ОБП;
4. Разработаны технические решения формирователей промежуточных квадратурных OFDM-сигналов и промежуточных групповых квадратурных KAMи ДЧМ-сигналов для осуществления ПЧ-ОБП с помощью КМ без внеполосного излучения остатка ВБП;
5. Разработано техническое решение реализации нового метода ПЧ-ОБП с двумя КМ, позволяющее осуществлять фильтрацию внутриполосного остатка второй боковой полосы конечного радиосигнала;
6. Разработаны технические решения коррекции дисбаланса квадратурных сигналов при формировании и приеме радиосигналов с помощью нового метода ПЧ-ОБП и фазофильтрового метода;
7. Показана применимость нового метода ПЧ-ОБП и фазофильтрового метода для формирования и приема OFDM-радиосигналов и для формирования групповых KAMи ДЧМ-радиосигналов современных ЦРСПИ без коррекции дисбаланса квадратурных сигналов существующих аналоговых квадратурных схем преобразования частоты;
8. Описана методика определения дисбаланса квадратурных сигналов для осуществления коррекции дисбаланса квадратурных сигналов при реализации нового метода ПЧ-ОБП и фазофильтрового метода.
Внедрение результатов работы. Результаты диссертационной работы использовались в НИОКР ООО Фирма «Анкад», г. Москва и в ОКР ОАО Московское конструкторское бюро «Компас», г. Москва.
Апробация работы. Основные положения диссертационной работы докладывались и обсуждались на научно-технических конференциях:
1. III Ежегодной научной конференции студентов и аспирантов базовых кафедр Южного научного центра РАН, г. Таганрог, 19 апреля 2007 г.;
2. XIV Международной научно-практической конференций студентов и аспирантов «Радиоэлектроника, электротехника и энергетика», г. Москва, 28−29.02.2008 г.;
3. XVII Международной научно-технической конференции «Современное телевидение», г. Москва, 17−18 марта 2009 г.;
4. XI Международной Конференции и Выставке «Цифровая обработка сигналов и ее применение — DSPA-2009», г. Москва, 2009 г.
Публикации. Основные положения диссертационной работы отражены в 10 печатных работах [133−143], из них 3 статьи, опубликованные в ведущих рецензируемых научных журналах, определенных ВАК для изложения основных научных результатов: «Журнал научных публикаций аспирантов и докторантов» (1 статья, 2007 г.), «Известия ЮФУ. Технические науки» (2 статьи, 2009 г.). Также 1 статья опубликована в электронном научном журнале.
Журнал радиоэлектроники" (2010 г.), 2 работы опубликованы в сборниках материалов всероссийских и международных конференций: «Труды 17-й Международной научно-технической конференции «Современное телевидение», Москва, 2009 г. и «Труды 11 -й Международной конференции «Цифровая обработка сигналов и ее применение — DSPA-2009», Москва, 2009 г. По материалам работы получены 3 патента РФ на полезные модели: № 70 060 [141], № 75 121 [142], № 75 810 [143].
Структура диссертационной работы. Диссертация состоит из введения, пяти глав, заключения, списка используемой литературы и приложений. Общий объем диссертационной работы составляет 220 страниц, включая 90 иллюстраций и 21 таблицу, список литературы состоит из 165 наименований на 10 листах, в том числе 11 работ автора, отражающих материалы диссертации.
Основные результаты работы.
1. Разработан и исследован новый метод ПЧ-ОБП — каскадный двухфазный метод, обеспечивающий отсутствие внеполосного излучения остатка второй боковой полосы в сформированном радиосигнале. Разработаны методы прямого формирования промежуточных квадратурных OFDM-сигналов и промежуточных квадратурных групповых KAMи ДЧМ-сигналов каскадного двухфазного метода и фазофильтрового метода для осуществления ПЧ-ОБП, что позволяет устранить и внеполосное излучение от НЧ преобразования каскадного двухфазного метода и фазофильтрового метода. На основе каскадного двухфазного метода разработано устройство «Формирователь однополосного сигнала», защищенное патентом на полезную модель 70 060 РФ, формирующее радиосигнал с ОМ без внеполосного излучения остатка второй боковой полосы, устройство «Формирователь группового сигнала», защищенное патентами на полезную модель 75 121 РФ и 75 810 РФ, формирующее OFDM-радиосигнал или групповой радиосигнал без внеполосного излучения остатка второй боковой полосы и техническое решение этого метода с двумя КМ, позволяющее осуществлять фильтрацию (уменьшение уровня) внутриполосного остатка второй боковой полосы конечного радиосигнала. Разработаны технические решения формирователей промежуточных квадратурных OFDM-сигналов и промежуточных квадратурных групповых KAMи ДЧМ-сигналов для осуществления ПЧ-ОБП без внеполосного излучения остатка второй боковой полосы.
2. Разработан вариант реализации фазофильтрового метода для осуществления ПЧ-ОБП с обработкой квадратурных модулирующих сигналов и на его основе устройство «Формирователь группового радиосигнала», защищенное патентом на полезную модель 75 121 РФ, формирующее OFDM-радиосигнал или групповой радиосигнал без внеполосного излучения остатка второй боковой полосы. Показана применимость фазофильтрового метода для обработки квадратурных сигналов при формировании и приеме радиосигналов.
3. Разработаны модели дисбаланса сигналов аналоговых квадратурных схем преобразования частоты при осуществлении каскадного двухфазного метода и фазофильтрового метода и разработаны соответствующие методы коррекции дисбаланса квадратурных сигналов. Разработаны технические решения коррекции дисбаланса квадратурных сигналов при формировании и приеме радиосигналов с помощью каскадного двухфазного метода и фазофильтрового метода. Описана методика определения дисбаланса квадратурных сигналов для осуществления коррекции дисбаланса квадратурных сигналов при реализации каскадного двухфазного метода и фазофильтрового метода. Приведен экспериментальный пример реализации этой методики и определения функций коррекции для КД в составе ИМС приемопередатчика.
4. Получены аналитические выражения для описания искажений в сформированных и принимаемых каскадным двухфазным методом и фазофильтровым методом радиосигналах с цифровыми видами модуляций. Искажения от сигнала остатка второй боковой полосы в полученных радиосигналах можно представить как ошибку модуляции.
5. Показана применимость каскадного двухфазного метода и фазофильтрового метода для формирования и приема OFDM-радиосигналов и для формирования групповых KAMи ДЧМ-радиосигналов современных ЦРСПИ без коррекции дисбаланса квадратурных сигналов и с ней при существующих характеристиках ИМС КМ и КД по подавлению второй боковой полосы и зеркального канала. По сравнению с двухфазным методом и супергетеродинным приемом каскадный двухфазный метод и фазофильтровый метод в целом обладают существенными преимуществами по минимально допустимым величинам подавления второй боковой полосы и зеркального канала при формировании и приеме радиосигналов современных ЦРСПИ.
Достоверность и обоснованность полученных результатов подтверждается строгостью применяемого математического аппарата, использованием многократно проверенных математических моделей, проведенными теоретическими исследованиями и моделированием и физическим экспериментом, обсуждением результатов на НТК. Внедрение основных результатов диссертации подтверждается соответствующими актами о внедрении.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
.
В диссертационной работе содержится решение важной научной задачи, заключающейся в уменьшении внеполосного излучения остатка второй боковой полосы и уменьшении остатка сигнала зеркального канала путем разработки нового метода ПЧ-ОБП и новых методов коррекции дисбаланса квадратурных сигналов аналоговых квадратурных схем преобразования частоты.
В настоящее время в радиотехнике широко используются ЦРСПИ. Внедряемое 4-е поколение мобильной (сотовой) связи (технология LTE), цифровое телевидение (технологии DVB, ISDB, DTMB), цифровое радиовещание (технологии DRM, DAB, IBOC), ЦРСПИ локальных сетей (технология WiFi — стандарты IEEE 802.1 la/g/n), системы мобильного и фиксированного радиодоступа (технология WiMAX — стандарты IEEE 802.16d/e), многие системы фиксированного радиодоступа миллиметрового диапазона и цифровые радиорелейные системы предполагают использование OFDM-радиосигналов. Также в современных ЦРСПИ часто обрабатываются групповые радиосигналы с ДЧМ, ФМ и KAM, в частности, в базовых станциях систем мобильной (сотовой) связи 2-го и 3-го поколений. Большинство из перечисленных технологий и систем предназначены в основном для работы в диапазонах сверхвысоких частот и используют радиосигналы с полосами частот от единиц-десятков мегагерц до единиц гигагерц.
В передатчиках и приемниках, использующих OFDM-радиосигналы или групповые радиосигналы, наиболее часто применяется ТПП, а в ней чаще всего применяются аналоговые квадратурные схемы преобразования частотыКМ и КД. Квадратурные модулирующие OFDM-сигналы и квадратурные групповые сигналы формируют в цифровом виде, и они уже представляют собой модулированные сигналы, поэтому впоследствии с помощью них в КМ выполняется ПЧ-ОБП с помощью двухфазного метода. При приеме OFDM-радиосигналов или групповых радиосигналов в КД выполняется их квадратурное преобразование на нулевую ПЧ, а впоследствии выполняется ЦОС.
При реализации ПЧ-ОБП наличие амплитудного и фазового дисбаланса квадратурных каналов КМ приводит к формированию внеполосного излучения остатка второй боковой полосы радиосигнала. При реализации преобразования радиосигнала на нулевую ПЧ наличие амплитудного и фазового дисбаланса квадратурных каналов КД приводит в дальнейшем к неполному подавлению сигнала зеркального канала. Выпускаемые ИМС КМ и КД не всегда обеспечивают точность баланса квадратурных каналов, необходимую для реализации радиопередатчиков и радиоприемников современных ЦРСПИ с заданными характеристиками.
Применение методов коррекции дисбаланса квадратурных сигналов (обычно в виде ЦОС) совместно с двухфазным методом при формировании и приеме радиосигналов не является единственно возможным вариантом решением описанной проблемы. Можно пойти по пути разработки или использования других методов ПЧ-ОБП, позволяющих при таких же ИМС КМ и КД достичь более низкого относительного уровня остатка второй боковой полосы или сигнала зеркального канала. В теории ОМ известен фазофильтровый метод, использующий для формирования радиосигналов КМ, а КД — для их приема, и который подходит для этой цели.
Однако современный уровень знаний оставлял нерешенным вопрос о возможности использования фазофильтрового метода для формирования и приема радиосигналов современных ЦРСПИ. Для фазофильтрового метода не было исследовано влияния дисбаланса квадратурных сигналов на радиосигналы, как при их формировании, так и при их приеме. Не было соответствующих фазофильтровому методу моделей дисбаланса квадратурных сигналов и методов его коррекции, а также для него не была описана обработка квадратурных модулирующих сигналов. Ряд недостатков фазофильтрового метода поставил вопрос о разработке нового метода ПЧ-ОБП лишенного их, но обладающего его преимуществами.
1. Во второй главе разработан новый метод ПЧ-ОБП — каскадный двухфазный метод. Метод выполняет эквивалентное преобразование спектра частот исходного вещественного сигнала, как и фазофильтровый метод, но выделяет нижние боковые полосы первого преобразования частоты с помощью двухфазного метода. Каскадный двухфазный метод может использоваться для обработки квадратурных и вещественных сигналов с произвольным спектром. Приведены аналитические выражения, описывающие каскадный двухфазный метод, и предложены варианты цифровых и аналоговых устройств реализующие его (патенты на полезную модель РФ № 70 060, № 75 121, № 75 810).
2. Разработаны методы, позволяющие получать без преобразования частоты квадратурный сигнал, эквивалентный получаемому квадратурному сигналу при первом преобразовании частоты с помощью каскадного двухфазного метода и фазофильтрового метода. Эти методы предназначены для обработки квадратурных ОРЭМ-сигналов, групповых квадратурных ОБОМ-сигналов, групповых квадратурных КАМ-сигналов, групповых квадратурных ДЧМ-сигналов. Приведены аналитические выражения, описывающие данные методы, и предложены варианты цифровых и аналоговых устройств реализующие их. Частота дискретизации при прямом формировании промежуточных квадратурных сигналов меньше, чем для каскадного двухфазного метода, фазофильтрового метода и двухфазного метода не менее чем в 2 раза. Прямое формирование промежуточных квадратурных сигналов позволяет устранить и внеполосное излучение от первого преобразования частоты, характерное для каскадного двухфазного метода и фазофильтрового метода.
3. Разработан вариант каскадного двухфазного метода, использующий два КМ для формирования разных половин спектра конечного радиосигнала. Этот вариант, в отличие от исходного варианта каскадного двухфазного метода, позволяет использовать дополнительную фильтрацию остатков вторых боковых полос сигналов с выходов КМ. Внеполосное излучение остатка второй боковой полосы отсутствует, а внутриполосное — может быть снижено, в отличие от фазофильтрового метода.
4. Разработан вариант фазофильтрового метода, предназначенный для обработки квадратурных модулирующих сигналов. Приведены аналитические выражения, описывающие этот вариант фазофильтрового метода, и предложены варианты цифровых и аналоговых устройств реализующие его (патент на полезную модель РФ № 75 121).
5. Показана применимость фазофильтрового метода для обработки квадратурных сигналов при формировании и приеме радиосигналов. Приведены аналитические выражения, описывающие соответствующие варианты применения фазофильтрового метода, и предложены варианты цифровых и аналоговых устройств реализующие его.
6. В третьей главе показано, что преобразование спектра модулирующего сигнала для каскадного двухфазного метода аналогично таковому для фазофильтрового метода. Каскадный двухфазный метод, за счет использования фазовых схем подавления второй боковой полосы, способен при любой частоте ГНЧ выделить промежуточные квадратурные сигналы из результатов перемножений сигналов в перемножителях П1. П4, инвариантен к ширине спектра модулирующих сигналов и, при разной частоте ГНЧ, не меняет количества арифметических операций при прочих равных условиях. Количество арифметических операций над разными квадратурными сигналами всегда одинаково и равно 6 на квадратурную пару отсчетов, в отличие от цифровой фильтрации в фазофильтровом методе. Разработанный метод с этой точки зрения является универсальным методом ПЧ-ОБП, как и двухфазный метод. Прямое формирование промежуточных квадратурных сигналов с этой точки зрения тоже является универсальным методом по сравнению с фазофильтровым методом.
7. Для каскадного двухфазного метода при частоте ГНЧ равной средней в спектре входного сигнала вне полосы частот полезного радиосигнала нет побочного сигнала, обусловленного остатком второй боковой полосы, как и в случае фазофильтрового метода. Для каскадного двухфазного метода и фазофильтрового метода невозможно увеличение внеполосного излучения остатка второй боковой полосы радиопередатчика при увеличении дисбаланса квадратурных сигналов в КМ, в отличие от двухфазного метода.
8. Показано, что при реализации каскадного двухфазного метода с двумя КМ возможна фильтрация остатка второй боковой полосы по отдельности для двух его половин спектра с выходов двух КМ. Отмечена возможность такой фильтрации совместно с предыскажениями входных квадратурных сигналов двух КМ для неискаженного формирования конечного радиосигнала.
9. Показано, что при каскадном двухфазном методе ЦОС можно вести при частоте дискретизации входного модулирующего сигнала, как и для фазофильтрового метода. При одинаковых условиях дискретизации сигналов, с помощью каскадного двухфазного метода можно увеличить подавление гармоник цифроаналогового преобразования, по сравнению с двухфазным методом. Также с помощью каскадного двухфазного метода можно осуществить цифроаналоговое преобразование модулирующего сигнала имеющего, как минимум, в 2 раза более высокую максимальную частоту в спектре и, как минимум, в 2 раза более широкую полосу частот, чем с помощью двухфазного метода. При прямом формировании промежуточных квадратурных сигналов можно в соответствующее число раз уменьшить частоту дискретизации обрабатываемых сигналов, по сравнению с двухфазным методом или с частотой дискретизации входных сигналов для каскадного двухфазного метода и фазофильтрового метода.
10. В четвертой главе были рассмотрены модели и методы коррекции дисбаланса квадратурных сигналов аналоговых квадратурных схем преобразования частоты при реализации двухфазного метода. Показана применимость этих моделей и методов для коррекции дисбаланса квадратурных сигналов аналоговых квадратурных схем преобразования частоты при реализации фазофильтрового метода и каскадного двухфазного метода. Коррекция дисбаланса квадратурных сигналов по амплитуде может выполняться известными методами управления амплитудами квадратурных сигналов для двухфазного метода. Коррекция дисбаланса квадратурных сигналов по фазе не может полностью выполняться известными методами управления фазы квадратурных сигналов для двухфазного метода.
11. Разработаны модели дисбаланса квадратурных сигналов в аналоговых квадратурных схемах преобразования частоты при реализации каскадного двухфазного метода и фазофильтрового метода. Разработаны методы коррекции дисбаланса квадратурных сигналов аналоговых квадратурных схем преобразования частоты при реализации каскадного двухфазного метода и фазофильтрового метода. Компенсация фазового дисбаланса выходных каналов ФВ КМ возможна путем создания обратного дисбаланса выходных каналов ГНЧ. Компенсация фазового дисбаланса выходных каналов ФВ КМ возможна путем создания такого же дисбаланса между входными сигналами между схемами формирования промежуточных квадратурных сигналов. Компенсация фазового дисбаланса выходных каналов ФВ КД возможна путем создания обратного дисбаланса выходных каналов ГНЧ. Компенсация фазового дисбаланса выходных каналов ФВ КД возможна путем создания обратного дисбаланса между выходными сигналами одного из входных каналов низкочастотного преобразования частоты. Компенсация амплитудного дисбаланса входных каналов КМ возможна путем создания обратного дисбаланса между входными сигналами между схемами формирования промежуточных квадратурных сигналовдля половины спектра сигналов выше частоты преобразования ГНЧ, и обратного зеркального дисбаланса — для половины спектра сигналов ниже частоты преобразования ГНЧ. Компенсация фазового дисбаланса входных каналов КМ возможна путем создания обратного дисбаланса между входными сигналами между схемами формирования промежуточных квадратурных сигналов — для половины спектра сигналов выше частоты преобразования ГНЧ, и такого же зеркального дисбаланса — для половины спектра сигналов ниже частоты преобразования ГНЧ.
Компенсация амплитудного дисбаланса входных каналов КМ возможна путем создания обратного дисбаланса между выходными сигналами одного из входных каналов низкочастотного преобразования частоты — для половины спектра сигналов выше частоты преобразования ГНЧ, и обратного зеркального дисбаланса — для половины спектра сигналов ниже частоты преобразования ГНЧ. Компенсация фазового дисбаланса выходных каналов КД возможна путем создания обратного дисбаланса между выходными сигналами одного из входных каналов низкочастотного преобразования частоты — для половины спектра сигналов выше частоты преобразования ГНЧ, и такого же зеркального дисбаланса — для половины спектра сигналов ниже частоты преобразования ГНЧ. Разработаны соответствующие частные методы коррекции дисбаланса квадратурных сигналов при прямом формировании промежуточных квадратурных сигналов.
12. Проведен анализ и разработан метод коррекции дисбаланса квадратурных сигналов при реализации каскадного двухфазного метода с двумя КМ Достаточно соблюдение определенного баланса амплитуд и фаз входных сигналов между двумя КМ для полного баланса между ними.
13. Указаны технические варианты реализации функциональных узлов коррекции дисбаланса квадратурных сигналов в виде фазовращателей и фильтров и их свойства.
14. Получены аналитические выражения, позволяющие вычислить величину искажений в формируемых и принимаемых радиосигналах с помощью каскадного двухфазного метода и фазофильтрового метода. Искажения от сигнала остатка второй боковой полосы в полученных радиосигналах можно представить как ошибку модуляции. Анализ ошибки модуляции при дисбалансе квадратурных сигналов проведен с привязкой к уровню остатка второй боковой полосы при этом дисбалансе.
15. В пятой главе проанализирована возможность применения каскадного двухфазного метода и фазофильтрового метода для формирования и приема радиосигналов современных ЦРСПИ. Расчеты ошибки модуляции и моделирование для OFDM-радиосигналов и для групповых КАМ-радиосигналов в MATLAB 7.0 показали правильность полученных аналитических выражений для ошибки модуляции и их результатов. Расчет и моделирование проводились для OFDMи КАМ-радиосигналов с модуляциями ФМ-2, ФМ-4, KAM-16, КАМ-64, КАМ-256 и с иерархическими модуляциями KAM-16 и КАМ-64 для OFDM-радиосигналов стандарта DVB-T.
16. Проведены расчеты количества и процентного отношения всех возможных комбинаций мощностей зеркальных несущих/сигналов по значениями модулирующих символов созвездий KAM. Ошибке модуляции не выше +12 дБ к величине остатка второй боковой полосы для OFDM-радиосигнала соответствует 96% процентов несущих с КАМ-64 и 96,34% несущих с КАМ-256 и оценка по максимуму ошибки модуляции для таких OFDM-радиосигналов признана нецелесообразной.
17. Нормы средней ошибки модуляции проверялись для сигналов стандартов IEEE 802.1 la/g/n, IEEE 802.16d/e, технологии 4-го поколения LTE и стандарта DVB-T. Каскадный двухфазный метод и фазофильтровый метод применимы для формирования радиосигналов указанных стандартов и технологий при использовании ИМС КМ с подавлением второй боковой полосы не более 30.40 дБ. При сравнении необходимых величин подавления второй боковой полосы для обеспечения нормы спектральной маски внеполосных излучений для двухфазного метода и для обеспечения нормы средней ошибки модуляции для каскадного двухфазного метода и фазофильтрового метода, последние имеют преимущество в зависимости от модуляции и критерия оценки до ~10.40 дБ, а для DVB-T до 62 (82) дБ. Каскадный двухфазный метод и фазофильтровый метод по нормам средней ошибки модуляции применимы для формирования групповых OFDM-радиосигналов с динамическим диапазоном -0.35 дБ, в зависимости от модуляции без коррекции дисбаланса квадратурных сигналов. Каскадный двухфазный метод и фазофильтровый метод по нормам и оценке максимальной ошибки модуляции применимы для формирования групповых ФМ-радиосигналов с ДД до -20.30 дБ и радиосигналов с КАМ-16 с ДД до ~5 дБ при существующих ИМС КМ без коррекции дисбаланса квадратурных сигналов. Каскадный двухфазный метод и фазофильтровый метод применимы для формирования групповых ДЧМ-радиосигналов стандарта GSM с отношением сигнал/шум 30.40 дБ с ДД -0.10 дБ с помощью существующих ИМС КМ без коррекции дисбаланса квадратурных сигналов.
18. Нормы отношения сигнал/шум проверялись для сигналов стандартов DVB-T и IEEE 802.16d/e. Фазофильтровый метод применим для приема радиосигналов указанных стандартов при использовании ИМС КД для подавления зеркального канала не более 30.40 дБ. При сравнении необходимых величин подавления зеркального канала для типичных требованиях в радиоприемниках OFDM-радиосигналов на ~60 дБ и для обеспечения отношения сигнал/шум для фазофильтрового метода последний имеет преимущество в зависимости от модуляции и критерия оценки -20.50 дБ. Для приема групповых радиосигналов с помощью фазофильтрового метода необходима коррекция дисбаланса квадратурных сигналов глубиной не менее ~20.30 дБ для существующих ИМС КД при подавлении зеркального канала на ~30. .40 дБ.
19. Приведена методика определения дисбаланса квадратурных сигналов для раздельного определения составляющих дисбаланса квадратурных сигналов КМ и КД. Приведен экспериментальный пример реализации этой методики и определения функций коррекции для КД в составе ИМС приемопередатчика ХЕ1205 для диапазона 433.434 МГц. Получена схема коррекции дисбаланса квадратурных сигналов в соответствии с методом коррекции составляющих ФВ КД на различных рабочих частотах диапазона путем управления сигналами ГНЧ в цифровом виде. Расчетное подавление ЗК выросло с 32 дБ до 44 дБ — на 12 дБ.
