Инверторы напряжения. 
Силовая электроника

Однофазные инверторы напряжения

Простейшая однофазная полумостовая схема инвертора напряжения с активно-индуктивной нагрузкой представлена совместно с диаграммами токов и напряжений на рис. 4.2. Рассмотрим работу схемы при допущении идеальности ее элементов, а также источников входного напряжения с ЭДС.

UJ2-

Предположим, что инвертор работает в установившемся режиме и на интервале 9₀ — п ток г_н проводит транзистор VT1. В момент 9 = л поступает запирающий импульс на транзистор VT1 и отпирающий — на транзистор VT2. Последний может начать проводить ток, если к нему будет приложено прямое напряжение. Однако поскольку ток в индуктивности L_u скачком изменяться не может, в ней возникает противо-ЭДС, под воздействием которой открывается диод VD2, через который продолжает протекать ток индуктивности. Одновременно из-за смены полярности напряжения на нагрузке скачком изменяется направление тока в активном сопротивлении R_H. Результирующий ток нагрузки г'_м = i, + i_R, имеющий индуктивный характер, продолжает протекать в прежнем направлении через диод VD2 в источник U_A/2, минус которого соединен с анодом диода VD2. Так как этот ток протекает навстречу ЭДС источника, то на этом интервате (к — 9,) идет процесс возврата энергии, накопленной в индуктивности, в источник напряжения. В момент 9 = 9, ток г_н становится равным нулю, диод VD2 закрывается и открывается транзистор VT2, на управляющем переходе которого существует отпирающий сигнал, и появляется прямое напряжение, т. е. обеспечиваются условия его перехода в проводящее состояние. Далее процессы периодически повторяются под воздействием управляющих импульсов СУ, структура которой показана на рис. 4.2, я. В этой системе частота следования импульсов управления определяется задающим генератором (ЗГ), затем через распределительное устройство (РУ) поступает на формирователи импульсов управления (ФИ1 и ФИ2) транзисторов VT1 и VT2.

В результате на выходе инвертора формируется периодическое напряжение прямоугольной формы. При этом на стороне постоянного тока будет протекать ток i_d, представленный на рис. 4.2, б, где знак «+» соответствует поступлению тока в нагрузку, а знак «-» — возврату части этого тока в ис;

Рис. 4.2. Однофазный полумостовой инвертор напряжения:

а — схема; б — диаграммы работы точник, т. е. обмену реактивной мощностью, накапливаемой в индуктивности ?_н, и возврату ее в источник.

С учетом изложенного можно записать следующие основные соотношения, определяющие параметры инвертора. Выходное напряжение при разложении в гармонический ряд имеет вид.

где 9 = со?; со = 2л:/— угловая частота напряжения;/— частота коммутации транзисторов.

Мгновенное значение тока нагрузки с учетом выражения (4.1) можно записать как.

Баланс входной Р_т и выходной Р_ВЬ1Х активных мощностей:

Средние и действующие значения токов в диодах VD1, VD2 и транзисторах VT1, VT2 можно получить, используя известные соотношения, предварительно проинтегрировав выходной ток г" на интервалах (0 — 9₀) и (9₀ —л) с учетом скачков тока в моменты коммутации 9 = 0 и 9 = л.

Более распространенной является однофазная мостовая схема (рис. 4.3, а). Рассмотрим ее работу с учетом ранее принятых допущений при активноиндуктивной нагрузке, в которой дроссель L_H и резистор R_H соединены по;

Рис. 43. Однофазный мостовой инвертор напряжения:

а — схема; б — диаграммы работы следовательно. Допустим, что открыты транзисторы VTI и VTA, напряжение на нагрузке имеет полярность, указанную без скобок на рис. 4.3, я, а ток нагрузки нарастает по экспоненциальному закону. В момент 9 = л поступают управляющие импульсы, запирающие транзисторы VTI, VT4 и отпирающие VT2, V73. Поскольку ток i_n в индуктивности нагрузки не может измениться скачком, он продолжает протекать в том же направлении, но уже не через транзисторы VT1 и VTA, а через диоды VD2 и VD3, которые включаются при выключении транзисторов VT1 и VT4 из-за возникновения прогиво-ЭДС в индуктивности нагрузки, превышающей напряжение источника питания U_d.

Включение диодов VD2 и VD3 приводит к изменению знака напряжения на нагрузке на противоположный (полярность, указанная на рис. 4.3, а в скобках). Под воздействием встречного напряжения ток нагрузки /_н, протекающий через диоды VD2, VD3 в источник питания, будет уменьшаться также по экспоненциальному закону. При спадании тока i_n до нуля (в момент 9 = 9,) диоды VD2 и VD3 выключаются, и ток нагрузки начинают проводить транзисторы VT2 и VT3, на управляющих выводах которых присутствует управляющий импульс. Далее аналогичные процессы периодически повторяются.

Таким образом, на нагрузке будет формироваться напряжение в форме меандра с амплитудой U_d. Ток нагрузки будет иметь экспоненциальную форму, а значение его определится параметрами нагрузки. Ток через диоды протекает на интервалах, начала которых совпадают с моментами поступления управляющих импульсов, а длительность зависит от индуктивности нагрузки. Во время протекания тока через диоды происходит возврат энергии из нагрузки в источник постоянного тока. Отсутствие диодов в схеме приводило бы к появлению недопустимых перенапряжений на транзисторах. Диаграмма тока, потребляемого от источника постоянного напряжения, приведена на рис. 4.3,6. На этой диаграмме положительные площади соответствуют отдаче энергии источником постоянного напряжения, а отрицательные — приему.

Закон изменения токов в схеме удобно в данном случае определить, используя метод мгновенных значений, так как ток нагрузки в момент коммутации не изменяет своего значения. Дифференциальные уравнения для тока нагрузки на интервале 9₀ — к и к — 9, имеют следующий вид:

где знак «плюс» соответствует интервалу 9₀ — л, а знак «минус» — интервалу п — 9,.

Запишем решение уравнения (4.4) в общем виде:

где т = LJR_U.

Постоянная интегрирования А определяется из условий непрерывности тока нагрузки при коммутации и повторяемости его формы в каждом периоде в установившемся режиме работы:

Следовательно,.

С учетом полученного значения А выражение (4.5) можно записать в следующем виде:

Средние значения токов транзисторов и диодов можно найти интегрированием уравнения (4.8) на интервалах Э₀ — п и к — 9,. Согласно уравнению (4.8) токи в элементах инвертора напряжения являются функциями параметров нагрузки, в то время как в инверторе тока параметры нагрузки определяют форму и значение выходного напряжения. В рассматриваемой схеме выходное напряжение имеет прямоугольную форму с амплитудой, равной напряжению питания U_d. Разложив кривую прямоугольной формы в гармонический ряд, получим амплитуду первой гармоники выходного напряжения:

Из принципа работы рассматриваемого инвертора следует, что его выходное напряжение не зависит от нагрузки. Если источник, питающий инвертор напряжения, имеет одностороннюю проводимость (например, выпрямитель), то его необходимо шунтировать конденсатором для приема возвращаемой из нагрузки энергии.

«Жесткая» внешняя характеристика инвертора (зависимость выходного напряжения от нагрузки) является, в общем случае, его положительным свойством. Однако практически всегда возникает потребность в регулировании выходного напряжения. Наиболее простым способом реализации этой потребности является изменение импульса выходного напряжения на интервалах положительного и отрицательного полупериодов. Такой способ сходен с принципом импульсной модуляции напряжения. Однако из-за отсутствия сигнала модуляции повышенной частоты этот способ называют иногда широтно-импульсным регулированием (ШИР), так как изменение ширины импульса выходного напряжения производится на основной частоте выходного напряжения. Рассмотрим этот способ на примере однофазной мостовой схемы.

В случае активной нагрузки форма тока повторяет форму напряжения, и широтно-импульсное регулирование выходного напряжения можно осуществить уменьшением длительности управляющих импульсов на угол а

(рис. АЛ, а). Действующее значение выходного напряжения инвертора при таком способе управления транзисторами и чисто активной нагрузке будет равно.

Амплитудные значения гармонических составляющих выходного напряжения при длительности проводящего состояния транзисторов X = к — а вычисляются по формуле.

где п — номер гармонической составляющей (п = 1, 3, 5,…).

На практике часто требуется стабилизация действующего значения первой гармоники выходного напряжения при изменении входного в диапазоне от U_dmin до U_dmax. Для этого необходимо изменять угол управления от нуля (при U_d = U_dmJ до а_шах (при U_d = U_dmJ:

При этом будет изменяться гармонический состав выходного напряжения. С увеличением угла, а относительное содержание высших гармоник в кривой выходного напряжения будет увеличиваться.

Если нагрузка активно-индуктивная, то после выключения транзисторов ток в нагрузке продолжает протекать в течение некоторого времени, определяемого количеством запасенной энергии в индуктивности нагрузки,.

Рис. 4.4. Широтно-импульсное регулирование напряжения в мостовом инверторе:

а — диаграмма напряжения при активной нагрузке; б — диаграммы напряжения и тока при активно-индуктивной нагрузке в прежнем направлении через обратно включенные диоды. При включении обратных диодов выходное напряжение изменяет свой знак на противоположный (рис. 4.4, б). В момент снижения тока нагрузки до нуля напряжение на нагрузке вновь становится равным нулю. Проявление отрицательной площадки в кривой выходного напряжения изменит его гармонический состав. Для устранения этого нежелательного явления требуется на время паузы, а шунтировать нагрузку, например, с помощью двух встречно-параллельно соединенных транзисторов. Однако это усложняет схему. Значительно проще данная задача решается изменением алгоритма управления посредством осуществления импульсной модуляции (см. гл. 5).