Источники электропитания

• Введение
• I. Общие сведения об источниках электропитания
• 1.1 Структурные схемы стабилизированных источников электропитания
• 1.2 Неуправляемые выпрямительные устройства
• 1.3 Импульсные преобразователи напряжения
• 1.3.1 Нерегулируемые транзисторные преобразователи напряжения
• 1.3.2 Схема автогенераторного преобразователя с внешней синхронизацией
• 1.3.3 Стабилизирующие преобразователи напряжения
• 1.4 Высоковольтные преобразователи
• 1.5 Импульсные трансформаторы
• 1.6 Низковольтные выпрямители
• II. Структурная схема и функциональные узлы базового источника электропитания
• 2.1 Структурная схема источника питания АТС
• 2.2 Работа структурной схемы базового блока питания
• 2.3 Устройства управления стабилизирующими преобразователями
• 2.4 Требования к силовым элементам преобразователя напряжения
• 2.4.1 Транзисторы силовой части преобразователя
• 2.4.2 Диоды для силовых выпрямителей
• 2.4.3 Трансформаторы и дроссели
• 2.4.4 Конденсаторы
• 2.5 Расчёт технических характеристик источника питания с бестрансформаторным входом
• III. Выбор и расчёт элементов электрической принципиальной схемы источника питания
• 3.1 Выбор и расчёт выходного выпрямителя
• 3.2 Выбор конструкции и тепловой расчёт радиатора для охлаждения диодов выходного выпрямителя
• 3.3 Выбор схемы усилителя мощности и расчёт её компонентов
• 3.4 Расчёт силового трансформатора ИБП
• 3.6 Выбор схемы и расчёт компонентов сетевого выпрямителя
• 3.7 Электрическая принципиальная схема ИБП
• 3.8 Конструкция и детали ИБП
• 4. Расчёт экономической эффективности в сфере производства новой техники
• 4.1 Характеристика изделия
• 4.2 Расчёт затрат по статье «покупные комплектующие изделия
• 4.3 Расчёт затрат на НИОКР
• 4.4 Расчёт экономического эффекта у производителя новой техники
• Вывод
• Литература

Для питания радиоэлектронной аппаратуры (РЭА) постоянным и переменным током, в большинстве случаев, используются вторичные источники питания, объём которых, до конца ст., составлял от 20 до 40% всего объёма РЭА.

Вторичными источниками питания (ВИП) называют источники напряжения (или тока), для которых первичными источниками энергии служат централизованные сети переменного или постоянного напряжения, а также автономные первичные источники энергии в виде аккумуляторных, гальванических, солнечных и других типов батарей.

Статические преобразователи на транзисторах или тиристорах можно рассматривать в качестве первичных источников питания по отношению к устройствам, для которых они служат источниками энергии, и в качестве вторичных источников питания по отношению к сетям, питающим эти преобразователи.

Вторичные источники питания подразделяются на источники постоянного и переменного тока, которые, в свою очередь, делятся на нестабилизированные и стабилизированные.

Задачей стабилизированных ВИП является поддержание выходного напряжения (или тока) неизменным (в заданных пределах) при колебаниях напряжения первичной сети, сопротивления нагрузки, а также при колебаниях окружающей температуры. В состав стабилизированных ВИП постоянного напряжения входят: вентили, трансформаторы, сглаживающие фильтры, преобразователи напряжения (стабилизаторы).

Уменьшение объёма и массы ВИП является одной из основных задач, стоящих перед разработчиками. Решение этой задачи возможно при комплексном проведении ряда мероприятий, к которым относятся повышение частоты преобразовательных устройств до десятков-сотен килогерц, применение высокочастотных полупроводниковых приборов (диодов, транзисторов, интегральных микросхем, уменьшения габаритов и расширение диапазона частот электролитических конденсаторов большой ёмкости).

Основными параметрами стабилизированных ВИП являются: напряжение питающей сети и его отклонение от номинала; полная мощность, потребляемая от сети; номинальное выходное напряжение; номинальный ток нагрузки и его возможные отклонения; коэффициент пульсации выходного напряжения; нестабильность выходного напряжения при изменении температуры окружающей среды и колебаниях напряжения питающей сети.

В дипломном проекте предусматривается разработка преобразователя напряжения переменного тока промышленной электрической сети в стабильное постоянное напряжение, пригодное для питания электронных АТС.

I. Общие сведения об источниках электропитания

Источником электрической энергии для предприятий связи обычно является энергосистема или электростанция 1. Энергетической системой называется совокупность электростанций, подстанций и приёмников электроэнергии, связанных между собой линиями электрической сети. Часть электрической системы, состоящая из подстанций и линий различных напряжений, называется электрической сетью. Предприятия связи могут получать электроэнергию как от местной сети 10 или 6 кВ, так и от районной сети 35 кВ. Для резервирования электропитания на предприятиях связи применяются автоматизированные дизель-генераторные установки и аккумуляторные батареи.

1.1 Структурные схемы стабилизированных источников электропитания

В зависимости от назначения источника питания и требований к нему различают многообразие структурных схем. Так, например, на рис. 1.1 представлена структурная схема стабилизированного источника питания с регулирующим элементом РЭ, включённым последовательно с нагрузкой 2.

Рис. 1.1 Структурная схема ВИП с транзисторным стабилизатором, включённым последовательно с нагрузкой.

При изменении выходного напряжения в результате изменения тока нагрузки или питающего напряжения измерительным элементом ИЭ, содержащий выходной сравнивающий делитель и источник опорного напряжения, выделяется сигнал рассогласования, который усиливается усилителем У и подаётся на регулирующий элемент РЭ (транзистор), изменяя его сопротивление постоянному току таким образом, чтобы выходное напряжение сохранило своё первоначальное значение с определённой степенью точности.

На рис. 1.2 представлена структурная схема стабилизатора непрерывного регулирования с регулирующим элементом РЭ, включённым в цепь переменного тока. В качестве регулирующего элемента здесь можно применить дроссель насыщения, а также тиристор или транзистор в диагонали диодного моста, включаемый последовательно с первичной обмоткой силового трансформатора.

Рис. 1.2 Структурная схема стабилизатора с РЭ на стороне переменного тока.

При изменении выходного напряжения Uн в результате изменения напряжения сети Uс или тока нагрузки с помощью измерительного элемента ИЭ происходит выделение сигнала рассогласования, который затем усиливается усилителем У и через согласующее устройство СУ подаётся на регулирующий элемент РЭ.

Если в качестве РЭ применён дроссель насыщения или тиристор, стабилизация выходного напряжения осуществляется изменением среднего значения напряжения, подаваемого на первичную обмотку трансформатора Тр, за счёт вертикальной отсечки части синусоиды напряжения питающей сети. Транзистор в качестве РЭ в схеме на рис. 1.2 может работать как в импульсном, так и в непрерывном режиме. Изменение среднего значения напряжения на первичной обмотке трансформатора Тр для поддержания заданного уровня выходного напряжения Uн при импульсном режиме осуществляется за счёт изменения скважности импульсов, заполняющих каждый полупериод частоты тока питающей сети, а при непрерывном режиме — отсечкой верхней части синусоиды напряжения питающей сети.

На рис. 1.3 представлена структурная схема стабилизатора постоянного напряжения, использующая конвертор (П, В, Ф). Здесь осуществляется двойное преобразование напряжения. Выпрямленное напряжение Uо с помощью инвертора П преобразуется в переменное напряжение прямоугольной формы высокой частоты, затем выпрямляется и фильтруется.

Стабилизация напряжения в схеме на рис. 1.3 может быть осуществлена применением регулирующего элемента РЭ, работающего в непрерывном (пунктир 2) или импульсном (пунктир 3) режиме.

Рис. 1.3 Структурная схема стабилизации выходного напряжения конвертора

Регулирующий элемент РЭ (транзистор), если он работает в непрерывном режиме, управляется с выхода усилителя У, а в импульсном режиме-с выхода МД. При изменении напряжения Uо регулирующий элемент РЭ поддерживает напряжение на выходе инвертора П, а при изменении тока нагрузки изменяет напряжение на его входе так, чтобы выходное напряжение Uн сохраняло своё первоначальное значение. Если РЭ работает в непрерывном режиме, фильтр Ф1 не нужен. Возможен третий вариант стабилизации выходного напряжения в схеме на рис. 1.3 (пунктир 1), при котором транзисторы инвертора П выполняют функции РЭ, т. е. работают в режиме отсечки-активная область (без захода в область насыщения). Частота работы преобразователя здесь постоянна, а регулирование напряжения осуществляется за счёт изменения амплитуды напряжения на обмотке трансформатора.

На рис. 1.4 изображена структурная схема стабилизатора постоянного напряжения, в котором напряжение сети Uс поступает непосредственно на выпрямительный мост В1. После фильтра Ф1 постоянное напряжение подаётся на транзисторный или тиристорный усилитель мощности УМ.

Рис. 1.4 Структурная схема импульсного стабилизатора с бестрансформаторным входом.

В связи с тем, что значение напряжения на выходе фильтра Ф1 оказывается достаточно большим, усилитель мощности выполняется по мостовой или полумостовой схеме, в диагонали мота которых включают высокочастотный ВЧ трансформатор.

С вторичной обмотки трансформатора переменное напряжение прямоугольной формы выпрямляется выпрямителем В2 и через фильтр Ф2 подаётся на нагрузку. Принцип действия схемы основан на том, что при изменении напряжения нагрузки Uн в результате изменения напряжения сети Uс или тока в нагрузке, сигнал рассогласования с ИЭ усиливается усилителем У и полаётся на модулятор длительности МД, частота работы которого неизменна. В зависимости от уровня сигнала с усилителя модулятор длительности изменяет соотношение времён замкнутого и разомкнутого состояния транзисторов, включённых в плечи усилителя мощности. Скважность импульсов на обмотке ВЧ трансформатора меняется таким образом, чтобы значение выходного напряжения Uн осталось неизменным.

1.2 Неуправляемые выпрямительные устройства

Выпрямительные устройства используются для преобразования переменного напряжения питающей сети в постоянное напряжение требуемой величины. Выпрямительные устройства в ряде случаев состоят из трансформатора (или без него), вентилей, осуществляющих выпрямление переменного напряжения, и сглаживающего фильтра.

Основным элементом выпрямительного устройства является вентиль. Вентиль — не линейный элемент, сопротивление которого в прямом направлении в сотнитысячи раз меньше, чем в обратном. В настоящее время в качестве вентилей в основном применяются кремниевые полупроводниковые вентили.

Для режима работы выпрямителей принципиальное значение имеет характер нагрузки, включённой на выходе, т. е. схема сглаживающего фильтра. Питание выпрямителей производится от переменного напряжения синусоидальной или прямоугольной формы.

В устройствах малой (до 300 Вт) и средней до 1 кВт мощности широко используются выпрямители, работающие на фильтрах, начинающихся с ёмкости.

Такие фильтры позволяют получить хорошее сглаживание выпрямленного напряжения при малых размерах фильтра. Выпрямители, работающие на ёмкости, используются в широком диапазоне выпрямленных напряжений (от единиц вольт до десятков кВт) 3.

При выборе вентилей необходимо знать их следующие параметры:

максимально допустимое среднее значение выпрямленного тока Iовд;

максимально допустимое амплитудное значение обратного напряжения Uобр. д;

максимально допустимое амплитудное значение тока через вентиль макс. д;

прямое падение напряжения на вентиле Ев, измеренное на постоянном токе, или внутренне сопротивление вентиля Ri, определяемое из статических вольт-амперных характеристик вентиля;

максимальное значение обратного тока при максимально допустимом обратном напряжении на вентиле обр. макс.;

максимально допустимое значение частоты выпрямляемого переменного напряжения fмакс. д.

При работе выпрямителя на ёмкостную нагрузку наибольшее применение получили следующие схемы:

однофазная двухполупериодная мостовая (рис. 1.5 а, б)

однофазная двухполупериодная со средней точкой обмотки трансформатора (рис. 1.5 в, г)

трёхфазная однотактная (рис. 1.5 д, е)

трёхфазная мостовая (рис. 1.5 ж, з)

Рис. 1.5 Схемы выпрямителей, работающих на ёмкость: а — однофазная двухполупериодная мостовая; б — однофазная двухполупериодная мостовая бестрансформаторная; в — однофазная двухполупериодная со средней точкой обмотки трансформатора; г — двухфазная двухполупериодная; д — трёхфазная однотактная и е — трёхфазная четырёхпроводная бестрансформаторная; ж — трёхфазная мостовая и з — трёхфазная мостовая бестрансформаторная.

Выбор схемы выпрямителя зависит от ряда факторов, которые должны учитываться в зависимости от требований, предъявляемых к выпрямительному устройству. К таким факторам относятся частота пульсации выпрямленного напряжения, выпрямленная мощность, количество вентилей, коэффициент использования мощности трансформатора, напряжение вторичной обмотки, вес и габариты выпрямителя и др.

Повышенная частота пульсации выпрямленного напряжения позволяет уменьшить размеры сглаживающего фильтра.

Частота пульсации для многофазных схем выпрямления (m? 2) определяется по формуле

fn= m· fс, (1.1)

где m-число фаз питающего выпрямитель напряжения;

fс — частота питающей сети.

Коэффициент пульсации выпрямленного напряжения рассчитывается по формулам

Kn=2/mІ-1 (1.2)

а для мостовых схем выпрямления

Kn=2/pІ-1 (1.3)

где p =2 m.

В трехфазной мостовой схеме (схема Ларионова, рис. 1.5, ж, з) обратное напряжение на вентиле почти в 2 раза меньше, чем в трёхфазной схеме, а частота пульсации в 6 раз больше частоты питающей сети. Схема обладает наилучшим использованием мощности трансформатора и наименьшим напряжением на вентиле по сравнению с другими схемами выпрямителей.

Выходную ёмкость выпрямителя (входную ёмкость фильтра) Co мкф определяют по формуле

Co= Ho· 100/rf · Kn, (1.4)

где Ho находится по графику (рис. 1.6).

Рис. 1.6 График коэффициента Ho

Аo-основной расчётный коэффициент

Аo = Io· r/m·Uo

где Io-выпрямленный ток,

Uo-выпрямленное напряжение

r=ri + rтр-внутреннее сопротивление выпрямителя, равное внутреннему сопротивлению вентиля ri и активному сопротивлению обмотки трансформатора rтр;

tg ц= 2рfLs/r

ц-характеризует соотношение между индуктивным и активным сопротивлением фазы выпрямителя.

Для питания выпрямительных устройств с бестрансформаторным входом сетевое напряжение должно быть выпрямлено, а пульсации сглажены. В отличие от выпрямителей, применяемых для непосредственного питания электронных устройств, в данном случае требования к пульсациям выпрямленного напряжения не являются жёсткими. Поскольку высокочастотные преобразователи, питаемые этим напряжением, практически всегда имеют цепи отрицательной обратной связи по напряжению и обладают полосой пропускания до нескольких десятков килогерц, пульсации питающего напряжения и его стабильность подавляются в необходимой степени с помощью широтно-импульсного регулирования. В этом смысле высокочастотные преобразователи являются весьма эффективными фильтрами с уникальным свойством: подавление пульсаций в них осуществляется без применения реактивных элементов, без существенных затрат мощности и тем эффективнее, чем ниже частота пульсаций.

Допустимый размах пульсаций (двойная амплитуда) на выходе выпрямителя может достигать 40% и часто лимитируется только уровнем допустимых пульсаций на электролитических конденсаторах фильтра.

В трёхфазном мостовом выпрямителе (рис. 1.5, з) размах пульсаций составляет 11,4% среднего значения выпрямленного напряжения, поэтому трёхфазный мостовой выпрямитель, как правило, не требует сглаживания пульсаций. Включение высокочастотного конденсатора небольшой ёмкости достаточно для замыкания высокочастотных составляющих коммутационных процессов, связанных с работой преобразователя ключевого принципа действия.

Трёхфазный выпрямитель со средней точкой (рис. 1.5, е) используется в тех случаях, когда первичная сеть имеет нейтральный провод и напряжение, получаемое на выходе трёхфазного мостового выпрямителя, превышает допустимое для высоковольтных транзисторов. Размах пульсаций выпрямленного напряжения (рис. 1.7) велик, кроме того, необходимо учесть большую величину высокочастотных составляющих пульсаций.

Рис. 1.7 Форма выпрямленного напряжения трёхфазного мостового выпрямителя со средней точкой Uc=220В±№є% №?%

Подавление высших гармоник с помощью регулирования нерационально, т. к потребует резкого повышения частоты ШИМ по сравнению с оптимальной по критерию минимума объёма вторичного источника.

Поэтому на выходе трёхфазного мостового выпрямителя со средней точкой необходим ёмкостной фильтр, с помощью которого уменьшают размах пульсаций. Уровень высших гармоник при этом значительно снижается.

Необходимая ёмкость конденсатора фильтра рассчитывается по формуле [4]

Со=Pо/3Um•fc•?Uf; (1.7)

где Pо-мощность на выходе выпрямителя;

?Uf-максимальный размах пульсаций выпрямленного напряжения (?Uf =342−264В);

Um-амплитудное значение выпрямленного напряжения;

fc-частота сети.

Однородный мостовой выпрямитель (рис. 1.5, б) в ИВЭП с бестрансформаторным входом нельзя использовать без ёмкостного фильтра из-за большого размаха пульсаций (рис. 1.8). Рассчитать ёмкость конденсатора Со можно по формуле

Со=Pо/2Um•fc•?Uf; (1.8)

Основные параметры выпрямленного напряжения при минимальном и максимальном уровнях напряжения сети показаны на рис. 1.8

Рис. 1.8 Форма выпрямленного напряжения однофазного мостового выпрямителя

В случае прямого включения выпрямителя в сеть, токи заряда конденсаторов при переходных процессах могут быть очень большими, что может привести к повреждению элементов схемы или перегоранию предохранителей. Для ограничения этих токов при включении выпрямителя можно применить «мягкое» включение. Наиболее простым способом ограничения переходного тока является включение токоограничительного фильтра Со (рис. 1.9). После заряда конденсатора токоограничивающий резистор шунтируется открывающимся тиристором V.

Рис. 1.9 Схема ограничения переходного тока конденсатора

1.3 Импульсные преобразователи напряжения

Преобразование электрической энергии с помощью импульсных методов является наиболее эффективным направлением миниатюризации ИВЭП. Эти методы позволяют получить высокие удельные показатели устройств электропитания при минимальных потерях энергии. По своему назначению импульсные преобразователи напряжения (ИПН) можно разделить на два класса:

нерегулируемые, с помощью которых решается задача изменения уровней напряжений в заданном постоянном отношении, т. е. трансформаторы постоянного напряжения;

регулируемые, обеспечивающие плавное изменение выходного напряжения в соответствии с управляющим воздействием, введение отрицательной обратной связи по напряжению превращает регулируемые ИПН в импульсные стабилизаторы напряжения или стабилизирующие ИПН.

1.3.1 Нерегулируемые транзисторные преобразователи напряжения

Основная схема нерегулируемого транзисторного ИПН представляет собой двухтактный автогенератор с индуктивной обратной связью (рис. 1.10).

Рис. 1.10 Основная схема нерегулируемого импульсного преобразователя напряжения

В зависимости от вида петли гистерезиса материала сердечника трансформатора можно рассматривать два режима работы автогенератора:

1) прекращение нарастания магнитного потока происходит вследствие достижения предельного значения коллекторного тока транзистора, определяемого в данном режиме базовым током и коэффициентом передачи тока транзистора h21э. При этом предполагается, что сердечник трансформатора не насыщается, т. к петля перемагничивания линейна.

2) прекращение нарастания магнитного потока происходит вследствие насыщения сердечника трансформатора. При этом предполагается, что для сердечника трансформатора применяется материал с резко выраженной индукцией насыщения.

Наибольшее распространение получили импульсные преобразователи с сердечником трансформатора, имеющим прямоугольную петлю гистерезиса. Это объясняется малым реактивным током в первичной цепи трансформатора и малыми потерями в активных сопротивлениях.

Обязательным условием работы основной схемы ИПН является достижение тока проводимости коллекторной цепи транзистора значения h21э•Iб; этим обусловлены следующие недостатки преобразователя:

глубокое насыщение сердечника трансформатора питания при прямоугольной петле гистерезиса и связанное с этим увеличение потерь в сердечнике и цепи коллектора силового транзистора;

существенное изменение режима работы транзистора при изменении температуры и тока нагрузки;

высокий уровень помех, возникающий во время переключения силовых транзисторов.

Для уменьшения влияния перечисленных факторов в схему основного ИПН вводят переключающий дроссель или применяют дополнительный нелинейный трансформатор, а основной работает в линейном режиме.

1.3.2 Схема автогенераторного преобразователя с внешней синхронизацией

Если необходимо обеспечить работу преобразователя на заданной частоте, то это достигается за счёт синхронизирующих импульсов.

Амплитуда синхронизирующих импульсов Uсинх выбирается из условия Uсинх> Uд — USэ, а частота следования синхроимпульсов должна быть равна удвоенной частоте переключения транзисторов.

Структурная схема преобразователя напряжения с независимым возбуждением показана на рис. 1.11

В качестве задающего генератора (ЗГ) можно использовать автогенератор Ройера. При управлении выходным каскадом прямоугольным импульсным напряжением без паузы, поступающим от задающего генератора (ЗГ), необходимы меры для устранения, так называемых, «сквозных» токов. Эти токи свойственны выходному каскаду, выполняемому как по двухтактной, так и по мостовой или полумостовой схемам.

Рис. 1.11 Структурная схема преобразователя напряжения с независимым возбуждением

Возникновение «сквозного» тока через транзисторы связано с их инерционностью: во время рассасывания носителей в базе отпертого транзистора происходит нарастание тока в коллекторе ранее запертого. В результате, в обоих транзисторах возрастает мощность при переключении, что отрицательно сказывается на надёжности и тепловом режиме устройства. Для ликвидации «сквозного» тока необходима задержка отпирающего сигнала, поступающего в базу запертого транзистора.

Возможно использование схем как с фиксированной задержкой, так и с автоматической задержкой на время рассасывания. Последние наиболее просты, и одна из них (рис 1.12) широко используется на практике.

Рис. 1.12. Схема преобразователя напряжения с независимым возбуждением и задержкой на время рассасывания избыточных носителей в базе транзистора

Импульсные противофазные напряжения Uу1 и Uу2 поступают во входные цепи транзисторов. Полярности напряжений на коллекторных обмотках (Wк) и обмотках обратной связи (Wос) соответствуют отпертому состоянию транзистора VT1. Цепи обратной связи и диоды Vд1 и Vд2 не оказывают влияния. По окончании полупериода рабочей частоты ЗГ полярности напряжений Uу1 и Uу2 изменяются на противоположные. Под действием управляющего сигнала происходит рассасывание избыточных носителей в базе отпёртого транзистора VT1, который за время tр остаётся замкнутым ключом. Напряжение на обмотку трансформатора во время рассасывания не изменяется, поэтому правая обмотка Wос продолжает удерживать транзистор VT2 в запертом состоянии, несмотря на то, что сигнал Uу2 является для этого транзистора отпирающим.

По окончании времени tр уменьшается коллекторный ток, изменяются полярности напряжений на обмотках, и, следовательно, возможно отпирание транзистора VT2. Таким образом, «сквозной» ток в данном преобразователе с независимым возбуждением отсутствует при любом изменении tр.

1.3.3 Стабилизирующие преобразователи напряжения

Импульсные стабилизаторы постоянного напряжения не обеспечивают гальванической развязки между источником питания и нагрузкой. Кроме того, их удельные характеристики ухудшаются с ростом различия уровней входного и выходного напряжений.

Эти недостатки устраняются в схемах стабилизирующих преобразователей с помощью индуктивной связи между входной и выходной частями силовой цепи. Простейшим средством введения индуктивной связи в силовую цепь является использование силового импульсного трансформатора. Как уже упоминалось выше стабилизированные преобразователи напряжения могут быть однотактными и двухтактными.

Основным недостатком однотактных схем является плохое использование материала сердечника трансформатора, т. к он перемагничивается по частному циклу. Поэтому широкое распространение получили двухтактные регулируемые преобразователи постоянного напряжения, структурные схемы которых отличаются большим разнообразием.

Широко распространены устройства, построенные по принципу объединения импульсного стабилизатора с двухтактным нерегулируемым преобразователем. В этих схемах стабилизатор чаще всего включается со стороны источника питания (рис. 1.13). Достоинство такого включения — возможность создания многоканального ИВЭП с общим регулятором. Однако точность стабилизации имеет выходное напряжение одного канала, остальные каналы будут иметь большую нестабильность, т. к возмущения со стороны нагрузок этих каналов будут лишь косвенно отражаться на величине управляющего воздействия. При жёстких требованиях к стабильности напряжения на выходе всех каналов применяется схема с общим нерегулируемым преобразователем и стабилизаторами в каждом выходном канале.

Рис. 1.13. Схема стабилизирующего преобразователя напряжения с входным импульсным стабилизатором

К двухтактным схемам относятся также мостовые и полумостовые схемы транзисторных преобразователей, которые чаще всего используются при повышенных напряжениях питания, поэтому особенности таких преобразователей следует рассматривать особо.

1.4 Высоковольтные преобразователи

Сетевые преобразователи напряжения с бестрансформаторным входом питаются выпрямленным напряжением 300 В и выше, что требует особого внимания при их проектировании. Как правило, при этом приходится отказаться от схем двухтактных преобразователей, имеющих среднюю точку первичной обмотки трансформатора, т. к в таких устройствах к запертым транзисторам прикладывается удвоенное напряжение питания. Поэтому наибольшее распространение получили следующие схемы высоковольтных преобразователей: мостовая (рис. 1.14) и полумостовая схемы (рис. 1.15).

Рис. 1.14. Мостовая схема силового каскада ИПН

К достоинствам мостовой схемы следует отнести отсутствие перенапряжений на силовых транзисторах, возможность получения от одной ячейки преобразователя мощностей до 1−2 кВт.

В схемах управления мостовыми высоковольтными преобразователями требуется гальваническая развязка.

Максимальный ток коллекторов силовых транзисторов в нерегулируемом мостовом преобразователе определяется из соотношения

Ik=Po/Uo•з (1.9)

Если преобразователь используется в регулируемом варианте, то максимальное значение тока коллектора будет определяться по формуле

Ikмаx=Po/Uoмакс• змин•КІзмин+?I`k (1.10)

где з-минимальное значение КПД преобразователя при максимальной нагрузке; Кзмин-минимальный коэффициент заполнения импульсов; ?I`k — пересчитанные пульсации тока сглаживающего дросселя.

Рис. 1.15. Полумостовая схема силового каскада ИПН

Преобразователи, построенные по полумостовой схеме, обеспечивают преобразование мощности до 1кВт в одной ячейке. В этой схеме напряжение на запертых транзисторах не превышает напряжение питания, а амплитуда напряжения, подводимого к первичной обмотке силового трансформатора, составляет половину напряжения питания. Поэтому ток коллектора силовых транзисторов при одинаковой мощности в нагрузке будет в 2 раза больше, чем в мостовой схеме:

Ik=2Po/Uo• з (1.11)

В регулируемом варианте преобразователя максимальный ток силового транзистора определяется из соотношения

Ikмаx=2Po/Uoмакс• змин•КІзмин+?Ik (1.12)

К достоинствам полумостового преобразователя с ёмкостным делителем напряжения питания следует отнести отсутствие постоянной составляющей тока в первичной обмотке трансформатора питания. Схема управления должна обеспечивать переключение силовых транзисторов без возникновения «сквозных» токов. Следует отметить, что в полумостовой и мостовой схемах преобразователей установленные мощности силовых транзисторов одинаковы.

Для обеспечения запаса по коллекторному напряжению используется последовательное включение усилителей по питающему напряжению. На рис. 1.16 приведены схемы такого включения двух полумостовых УМ с автоматическим выравниванием питающих напряжений на каждом из них [5,6].

Рис. 1.16. Схемы последовательного включения полумостовых усилителей мощности

В схеме на рис. 1.16, а один полумостовой УМ автоматическим выравниванием напряжения выполнен на транзисторах VT1 и VT2, конденсаторах С1, С2 и диодах Vд1… Vд4; а второй — на элементах VT3 и VT4, С3, С4 и Vд5… Vд8. Оба УМ включены последовательно по отношению к источнику входного питающего напряжения Uo и работают на общий трансформатор Т с двумя первичными обмотками W'1 и W''1, каждая из которых подключена к соответствующему УМ. Автоматическое выравнивание напряжения питания на каждом УМ достигается за счёт того, что конденсаторы с большим напряжением, например, С1 и С2 верхнего по схеме УМ, разряжаются под действием коллекторных токов транзисторов VT1 и VT2, а конденсаторы с меньшим напряжением (С3 и С4) нижнего по схеме УМ заряжаются через диоды Vд5 и Vд6. Последнее объясняется тем, что амплитуда напряжения на обмотках W'1 и W''1, имеющих равное число витков, превышает в рассматриваемом случае напряжение на конденсаторе С3 или С4, вследствие чего через диоды Vд5 или Vд6 протекают импульсы выравнивающего тока.

Поскольку импульсы выравнивающего тока протекают через первичную обмотку трансформатора и являются частью импульсов коллекторного тока транзисторов УМ (в рассматриваемом примере VT1 и VT2), возникает необходимость ограничения их амплитуды, что является существенным недостатком рассматриваемой схемы. Для ограничения выравнивающего тока последовательно с первичными обмотками W'1 и W''1 включаются дроссели L1 и L2.

Для возвращения в источник энергии, накопленной в дросселях, введены диоды Vд3, Vд4 и Vд7, Vд8. К недостаткам схемы можно отнести то, что из-за разбросов времени включения транзисторов может оказаться открытым только один из транзисторов УМ и через него будет протекать удвоенное значение тока коллектора. К достоинствам схемы УМ на рис. 1.16, а следует отнести применение только одного трансформатора с числом витков первичных обмоток, равных числу последовательно включённых УМ, одного выходного выпрямителя (Vд9 и Vд10) и сглаживающего фильтра (Lф, Сф).

На рис. 1.16, б показано последовательное включение двух полумостовых УМ, каждый из которых нагружен на свой трансформатор (Т1, Т2). Крайние выводы вторичных обмоток трансформаторов Т1 и Т2 через выпрямительные диоды Vд5, Vд7 и Vд6, Vд8 объединены, а их средние выводы соединены между собой. В этой схем автоматическое выравнивание напряжений на каждом усилителе обеспечивается за счёт протекания тока первичной обмотки трансформатора только в том полумостовом УМ, который находится под большим напряжением питания. Это обусловлено большей амплитудой напряжения на его вторичной обмотке и протеканием тока нагрузки только через те выпрямительные диоды, которые связаны с этой вторичной обмоткой. При этом происходит разряд конденсаторов делителя полумостового УМ с большим напряжением питания и заряд конденсаторов делителя полумостового УМ с меньшим напряжением питания.

Этот процесс протекает до выравнивания напряжения питания на обоих усилителях. В процессе выравнивания напряжений на последовательно включённых УМ коллекторный ток транзисторов УМ с большим напряжением питания может вдвое превышать значение, которое установится после выравнивания напряжений. Подобное явление возникает из-за разбросов времени выключения транзисторов УМ, что приводит к протеканию суммарного тока первичных обмоток трансформаторов через оставшийся ещё включённым транзистор, и является недостатком схемы.

В схеме на рис. 1.16, б не требуется включение линейных дросселей последовательно с первичными обмотками трансформаторов и соответствующих рекуперирующих диодов. Она наиболее часто применяется в ИПБВ (в источниках питания с бестрансформаторным входом).

Выбор частоты преобразования fn, кГц, в преобразователях для ИПБВ, проводится с учётом времени спада коллекторного тока транзисторов УМ tсп, мкс, по следующим эмпирическим формулам: для двухтактного УМ

fn?10/ tсп (1.13)

1.5 Импульсные трансформаторы

Трансформатором называют устройство, представляющее собой магнитопровод с нанесёнными на него несколькими обмотками. Трансформаторы широко используются для преобразования напряжения переменного тока и для согласования источников энергии с потребителями. Для трансформаторов УМ рекомендуется применять магнитопроводы из феррита НМ2000. На частотах 10−60 кГц они обладают малыми потерями и достаточно высокой магнитной проницаемостью. Наиболее часто используются Ш-образные и кольцевые магнитопроводы. Трансформаторы на Ш-образных магнитопроводах отличаются высокой технологичностью и меньшей трудоёмкостью изготовления и наиболее предпочтительны при крупносерийном производстве. Для трансформаторов полумостовых и мостовых УМ индукция не должна превышать 0,2 Т, а для однотактных УМ с прямым включением диода значение Вт не должно превышать 0,15 Т. Лучшим магнитопроводом для Ум с обратным включением диода и УМ смешанного типа, частота преобразования которых лежит в диапазоне 10−60кГц, являются магнитопроводы из пресс-пермалоя типов МП-140 и МП-250, которые обладают малыми потерями в диапазоне частот до 100кГц. Коэффициент трансформации для полумостового УМ можно рассчитать по формуле [5]

n=2· W2/W1 (1.14)

1.6 Низковольтные выпрямители

Одним из основных требований к низковольтным выпрямителям является снижение статических потерь мощности в диодах и, тем самым, повышение их КПД. Для повышения КПД низковольтных выпрямителей и уменьшения площади поверхности теплоотвода [8], необходимой для охлаждения диодов, следует отдавать предпочтение схеме, в которой обеспечивается наименьшее падение напряжения на диоде, и необходимо выбирать диоды с минимальным падением напряжения в прямом направлении. Кроме того, коэффициент нагрузки диодов по току должен иметь оптимальное значение, т.к. при заданном токе, протекающем через диод, площадь его p-n перехода, должна быть вполне определённой.

Однако площадь перехода реальных выпрямительных диодов в 10−20 раз меньше оптимального значения. Поэтому для увеличения площади перехода, приходящейся на ток 1 А, в низковольтных выпрямителях целесообразно выбирать коэффициент нагрузки диодов по среднему значению тока не более 0,2−0,4 А, а при необходимости увеличения выходного тока выпрямителя использовать параллельное соединение нескольких маломощных диодов вместо одного мощного. При этом уменьшаются среднее и амплитудное значения тока, протекающего через диод, что приводит к уменьшению суммарных потерь мощности в диодах и, следовательно, к уменьшению объёма и массы комплекта диодов с теплоотводящими радиаторами, и повышению КПД выпрямителя.

Основной проблемой, которая возникает при параллельном соединении диодов, является выравнивание среднего значения токов, протекающих через диоды, или рассеиваемой ими мощности. Общепринятым способом выравнивания токов параллельно соединённых диодов, является включение последовательно с ними добавочных резисторов. Однако для мощных низковольтных выпрямителей такой способ неприемлем, т. к приводит к существенному снижению КПД выпрямителя, увеличению его объёма и массы.

Для этой цели может быть использована схема включения диодов выпрямителя последовательно с отдельными обмотками многообмоточного сглаживающего дросселя (рис. 1.17, а). На рис. 1.17, б выравнивание токов параллельно включённых диодов осуществляется более рационально за счёт активного сопротивления рассеяния вторичных обмоток многообмоточного трансформатора.

Рис. 1.17. Схемы параллельного соединения диодов одной фазы выпрямления с последовательно включёнными обмотками: а-многообмоточного дросселя фильтра; бмногообмоточного трансформатора

Критерием при выборе Пд является максимально допустимая мощность рассеяния диода, при которой диод данного типа может использоваться без теплоотводящего радиатора при заданной температуре окружающей среды и заданных условиях эксплуатации.

II. Структурная схема и функциональные узлы базового источника электропитания

Основными функциональными узлами источника электропитания аппаратуры АТС являются:

стабилизаторы напряжения ключевого и непрерывного принципов действия;

преобразователи постоянного напряжения;

выпрямители;

фильтры;

устройства защиты, контроля и коммутации.

Значения этих устройств для построения источника электропитания практически одинаковы, т. к они выполняют существенно различные функции и практически любой источник может быть реализован только путём сочетания нескольких из этих узлов.

2.1 Структурная схема источника питания АТС

Первичный источник питается от трёхфазной промышленной сети напряжением 220 В, частотой переменного тока 50 Гц, потребляемая мощность от электросети около 2 кВт. Источник имеет два выхода с номиналами выходных напряжений 60 В и токами в нагрузках в 10 и 5 А, соответственно. Вход источника электропитания бестрансформаторный, гальваническая развязка нагрузки с электрической сетью индуктивная после преобразователя напряжения.

Амплитуда пульсации выходных напряжений не более 5 мВ, нестабильность выходных напряжений ±2 В при колебаниях электрической сети 220В±№є%. Объём и масса источника электропитания минимально возможная №?%.

Преобладание того или иного фактора оказывает существенное влияние как на номенклатуру, так и на количество функциональных узлов в структурной схеме. В микроэлектронных системах при большом количестве потребителей с различными и, как правило, высокими требованиями к качеству питающего напряжения, возникает особая необходимость в уменьшении взаимного влияния отдельных узлов, ослабления связи через общие шины питания. Удовлетворению этих требований наиболее полно отвечают источники со стабилизаторами напряжения с непрерывным законом регулирования.

Однако следует иметь в виду, что применение общего стабилизатора значительной мощности порождает немало трудностей. Во-первых, при питании от одного мощного стабилизатора приходится использовать провода большого сечения. Сказывается падение напряжения в соединительных проводах. При импульсном потреблении тока, индуктивности проводов влияют на качество напряжения.

Во-вторых, полупроводниковые приборы очень чувствительны к перегрузкам. Поэтому в устройствах на полупроводниковых приборах должны быть предусмотрены схемы защиты. Но при использовании общего стабилизатора и при наличии схемы защиты в нём, может привести к снятию питания со всех потребителей при аварийной ситуации одного из них.

Разрешить возникшие трудности в построении системы стабилизации может децентрализация последней, т. е., замена общего стабилизатора соответствующим маломощных стабилизаторов, приближение их к нагрузкам и создание защиты в каждом из них.

Стабилизаторы непрерывного действия не решают задачу построения экономичных и малогабаритных вторичных источников питания из-за их низкого КПД.

В последнее время на смену непрерывным стабилизаторам пришли импульсные стабилизаторы с преобразователями или стабилизированные преобразователи, совершающие преобразование напряжения при значительном различии входного и выходного напряжений, сохраняя высокий КПД.

Таким образом, структурное построение ИВЭП микроэлектронной аппаратуры может сводится к совмещению принципов централизации и децентрализации, которые состоят в том, что частично источник выполняется централизованно в виде самостоятельного блока, а частично рассредоточивается по блокам и функциональным узлам потребителей.

Наряду с общепринятым назначением ИВЭП, получение заданной мощности в нагрузке, он должен выполнять ряд дополнительных функций:

осуществлять гальваническую развязку первичного источника и вторичных цепей;

защищать первичную сеть и потребителей;

включаться и отключаться по команде;

допускать индивидуальное управление отдельными номиналами и др.

В импульсных источниках с бестрансформаторным входом важную роль играют трансформаторы преобразователей. Применение трансформаторов на ферритовых сердечниках даёт возможность работать на частотах вплоть до 1 МГц. Однако с повышением рабочих частот свыше 100 кГц уменьшение габаритов трансформаторов может быть ограничено значением напряжения на один виток обмотки. Это приводит к невозможности изготовления трансформатора в минимально возможных габаритах с обеспечением заданной точности выходных напряжений.

Таким образом, ИВЭП для электронной АТС должен строиться по комбинированной схеме и состоять из централизованного блока (первичного источника) и собственных (вторичных).

Первичный источник включает в состав структурной схемы: сетевой бестрансформаторный выпрямитель; ёмкостной фильтр; преобразователь напряжения с импульсным трансформатором; два выходных выпрямителя на 60 В; схему управления преобразователем напряжения; устройство плавного включения источника питания в электросеть и схему защиты.

Структурная схема первоисточника питания изображена на рис. 2.1 Учитывая, что высокочастотный преобразователь работает в импульсном режиме, он будет создавать помехи, через общую электрическую сеть, другим потребителям. Для обеспечения электромагнитной совместимости импульсного источника питания с другими потребителями электрической энергии от общей электросети, между источником и электрической сетью ставят сетевой помехоподавляющий фильтр (ППФ).

Рис. 2.1 Схема структурная базового источника питания электронной АТС

2.2 Работа структурной схемы базового блока питания

Переменное напряжение 220 В через помехоподавляющий фильтр (ППФ) поступает на сетевой выпрямитель с бестрансформаторным входом. Выпрямленное напряжение через коммутатор К и через устройство ограничения тока (УОТ) поступает на ёмкостной фильтр Ф1, после заряда конденсатора фильтра Ф1, коммутатор К переводит ключ в положение 2. Выпрямленное и «сглаженное» напряжение с фильтра Ф1 поступает на регулируемый преобразователь напряжения (РПН).

Трансформатор Т выполняет две функции: согласование напряжения в нагрузке с выходным напряжением выпрямителя В1 и обеспечивает гальваническую развязку нагрузки с сетью переменного тока.

Двухполярные прямоугольные импульсы с выхода трансформатора выпрямляются выпрямителями В2 и В3, отфильтрованное фильтрами Ф2 и Ф3 напряжение постоянного тока поступает на собственные источники питания аппаратуры АТС и на заряд резервной аккумуляторной батареи. длительность импульсов на выходе преобразователя регулируется схемой управления, обратно пропорциональна величине выходного напряжения. При коротком замыкании или увеличении выходного напряжения схема защиты вырабатывает сигнал, который закрывает выход схемы управления, управляющие импульсы на УМ не поступают и выходное напряжение преобразователя становится равным 0. источник питания отключается от нагрузки.

2.3 Устройства управления стабилизирующими преобразователями

В состав устройств управления стабилизирующими преобразователями входит ряд сложных функциональных узлов: задающий генератор (ЗГ), широтно-импульсный модулятор (ШИМ), усилитель постоянного тока (УПТ), формирователь выходных сигналов управления силовыми каскадами преобразователя и импульсного стабилизатора и др. Основными требованиями, которые предъявляются к схемам управления, являются: гарантия возникновения автоколебаний при включении напряжения питания; возможность синхронизации ЗГ внешним сигналом; широкий диапазон генерируемых частот; обеспечение модуляции генерируемых импульсов по длительности; малый расход энергии; стабильность частоты и опорного напряжения при изменении входного напряжения питания и температуры окружающей среды; а также возможность выполнения конструкции в виде гибридно-плёночной или полупроводниковой микросхемы.

На рис. 2.2 приведена структурная схема, предназначенная для управления стабилизирующими преобразователями. Диаграммы напряжений, характеризующие её работу, приведены на рис. 2.3 Отличительной особенностью схемы управления стабилизирующими преобразователями является то, что она вырабатывает два вида сигналов: с ШИМ для управления регулируемыми транзисторами импульсного стабилизатора; и немодулированные сигналы с фиксированной паузой для управления транзисторами двухтактного или мостового преобразователя. Элементная база для схемы управления позволяет выполнить её в виде полупроводниковой ИМС или гибридно-плёночной микросборки. В состав схемы управления входит задающий генератор А3 и формирователь пилообразного напряжения А2, усилитель цепи обратной связи DA2 и DA4 с источником опорного напряжения А1, широтно-импульсный модулятор, выполненный на компараторе DA3, усилитель DA1 защиты преобразователя от перегрузок по току или короткого замыкания в нагрузке, делителя частоты на два, выполненный на триггере DD1, формирователь фиксированной паузы А4, каскады совпадения на инверторах DD2… DD5 с усилителями на транзисторах VT1… VT4.

Рис. 2.2 Структурная схема управления стабилизирующими преобразователями

Устройство управления работает следующим образом. Пилообразное напряжение с выхода ГПН (рис. 2.3, а) поступает на вход ШИМ-компаратора DA3, на другой, вход которого через развязывающий диод VD2 поступает сигнал от УПТ, выполненного на микросхеме DA2. На один вход УПТ подключён источник опорного напряжения А1, а на другой вход через промежуточный усилитель DA4 поступает напряжение цепи обратной связи.

С выхода ШИМ — компаратора DA3 прямоугольные колебания (рис. 2.3, б) поступают на входы схем совпадения DD2, DD3. На другие входы этих схем совпадения, поступают прямоугольные колебания с выхода счётного триггера DD1 (рис. 2.3, в, г). Модулированные по длительности сигналы, усиленные транзисторами VT1, VT2 попеременно появляются на выходах 1, 2 и 3, 4 и предназначаются для управления регулирующими транзисторами в силовом преобразователе.

Рис. 2.3 Осциллограммы напряжений в схеме управления стабилизирующими преобразователями

Прямоугольные колебания с выходов триггера DD1 поступают также на входы схем совпадения DD4, DD5, на другие входы которых подаётся короткий импульс паузы, формируемый в схеме А4 (рис. 2.3, ж). как видно из рис. 2.2, входные сигналы на триггер DD1 и формирователь паузы А4 поступают от задающего генератора А3 (рис. 2.3, з). На выходах 5,6 и 7,8 попеременно появляются прямоугольные импульсы (рис. 2.3, и, к), которые предназначаются для управления силовыми транзисторами УМ преобразователя.

Стабилизация выходного напряжения реализуется в замкнутой схеме регулирования за счёт того, что при изменении напряжения обратной связи, например, при снижении его по какой-либо причине в момент времени t1 (рис. 2.3, а), происходит расширение импульсов на выходе компаратора DA3 (рис. 2.3, б) и на выходах схем совпадения DD2, DD3 (рис. 2.3, д, е). Это обеспечивает стабильность выходного напряжения по среднему значению после сглаживающего фильтра Lc, включённого на выходе выпрямителя.

Операционный усилитель DA1 обеспечивает защиту преобразователя от коротких замыканий в нагрузке или перегрузки по току. Датчик тока перегрузки включается последовательно с нагрузкой. В нормальном режиме работы падение напряжения на датчике тока мало и напряжение на выходе усилителя DA1 недостаточно, чтобы открыть диод VD1, который отключает усилитель DA1 от входа ШИМ-компаратора.

При нагрузке по току или коротком замыкании в нагрузке падение напряжения на датчике тока резко возрастает, напряжение на выходе DA1 усиливается и диод VD1 открывается. На выходе ШИМ-компаратора DA3 при этом происходит резкое сужение выходных импульсов, что приводит к уменьшению выходного напряжения регулирующего преобразователя. При устранении перегрузок по току или короткого замыкания схема автоматически возвращается в нормальный режим работы.

2.4 Требования к силовым элементам преобразователя напряжения

Одной из основных проблем, которые приходится решать при разработке ИВЭ с преобразователями напряжения, является повышение частоты с целью уменьшения массы и габаритов блока питания.

Уменьшение массы и габаритов преобразователя становится заметным при повышении частоты от 20 до 100кГц за счёт снижения массы реактивных элементов: трансформаторов, дросселей и конденсаторов сглаживающих фильтров.

Переход к высоким частотам преобразования должно быть увязано с материалами и особенностями конструкции трансформаторов, выбором элементов силовой части преобразователя.

2.4.1 Транзисторы силовой части преобразователя

Транзисторные преобразователи должны коммутировать значительные токи — от единиц до десятков ампер при допустимом напряжении на коллекторе 300 и более В, при этом обеспечивать малое время рассасывания избыточных носителей заряда в базовой области. При частоте преобразования 50 кГц длительность полуволны прямоугольного напряжения преобразователя (длительность прямоугольного импульса) составляет

фu=1/5?10≅20мкс;

если допустить на переходной процесс коммутации 10% этого значения, то время переходного процесса выключения транзистора не должно превышать 2 мкс.

В мощных биполярных транзисторах это трудно сделать, поэтому наиболее подходящими для высокочастотных преобразователей являются полевые транзисторы которые должны иметь при этом малое сопротивление в режиме насыщения (не более 0,05…0,1 Ом).

2.4.2 Диоды для силовых выпрямителей

Диоды для силовых выпрямителей выбираются по прямому току и обратному напряжению. В выпрямителях высокочастотных преобразователей с выходными токами от единиц до нескольких десятков ампер при обратном напряжении до 20−30 В необходимо применять диоды с барьером Шотки.