Проектирование передатчика низовой радиосвязи

Реферат

Пояснительная записка: 67 стр., рис. 16, табл. 2, ист. 7.

Объект разработки — передатчик низовой радиосвязи.

Целью курсовой работы является разработка варианта структурной схемы передатчика низовой радиосвязи и электрических принципиальных его отдельных узлов, параметры и характеристики которых соответствовали бы техническому заданию.

Использованы инженерные методы проектирования радиопередающих устройств и стандартные пакеты Mathcad, Word и sPlan.

В результате проведенной работы была разработана структурная схема радиопередатчика, а также произведен полный электрический расчет выходного каскада, согласующей цепи, предоконечного каскада (умножителя частоты), генератора управляемого напряжением, опорного генератора и штыревой антенны.

УКВ, ГРАНИЧНЫЙ РЕЖИМ, ЧАСТОТНАЯ МОДУЛЯЦИЯ, СВЧ, АВТОГЕНЕРАТОР, ЦЕПЬ СОГЛАСОВАНИЯ, УМНОЖИТЕЛЬ ЧАСТОТЫ, ФИДЕР, ТИПОВОЙ РЕЖИМ, ДЕВИАЦИЯ ЧАСТОТЫ, КВАРЦЕВЫЙ РЕЗОНАТОР.

Перечень условных обозначений

ПНРС — передатчик низовой радиосвязи;

ЧМ — частотная модуляция;

ФМ — фазовая модуляция;

ФАПЧ — фазовая автоподстройка частоты;

КПД — коэффициент полезного действия;

СВЧ — сверхвысокая частота;

АФУ — антенно-фидерное устройство;

УМ — усилитель мощности;

УЧ — умножитель частоты;

ГУН — генератор управляемый напряжением;

ЦС — цепь согласования;

ЭГ — эквивалентный генератор;

КВ — короткие волны;

УКВ — ультракороткие волны;

РТС — радиотехнические средства;

БП — блок питания;

ГВВ — генератор с внешним возбуждением;

УНЧ — усилитель низкой частоты.

Вступление

1. Выбор структурой схемы

1.1 Основные характеристики передатчиков

1.2 Структурная схема передатчика

2. Расчет усилителя мощности

2.1 Схема усилителя мощности

2.2 Расчет режима работы и энергетический расчет

2.3 Расчет цепи питания усилителя мощности

2.4 Расчет цепи смещения усилителя мощности

3. Расчет выходной нагрузочной системы усилителя мощности

3.1 Электрический расчет нагрузочной системы

3.2 Конструктивный расчет элементов нагрузочной системы

3.3 Расчет штыревой антенны

4. Расчет умножителя частоты

4.1 Электрическая принципиальная схема умножителя частоты с общей базой

4.2 Электрический расчет активного элемента умножителя частоты

4.3 Расчет пассивных элементов схемы

5. Расчет согласующей цепи между оконечным и предоконечным каскадами

6. Расчет ГУН

6.1 Выбор основных параметров и активного элемента

6.2 Расчет автогенератора

6.3 Расчет элементов колебательного контура

6.4 Расчет цепи автосмещения

6.5 Выбор значений блокировочных элементов

6.6 Расчет частотного модулятора

7. Расчет кварцевого автогенератора

7.1 Схема автогенератора

7.2 Расчет параметров колебательной системы

7.3 Режимные параметры активного элемента

7.4 Расчет по постоянному току

Вывод

Вступление

Техника радиопередающих устройств развивается непрерывно и интенсивно. Это обусловлено определяющей ролью передатчиков внедряются новые и новые идеи благодаря которым снижается энергопотребление устройств, повышается качество их работы, надежность, с использованием чип-технологий уменьшаются размеры и стоимость радиосистем передачи и извлечения информации, радиоуправления и т. д.

Практически все население Земли обслуживается радиопередатчиками звукового и телевизионного вещания. Это передатчики с мощностью от милливатт до сотен киловатт и единиц мегаватт. В передатчиках изображения используют амплитудную, а в передатчиках звукового сопровождения — частотную и фазовую модуляцию.

По существу радиосвязь представляет собой распространяющееся в пространстве электромагнитное колебание, несущее в себе информацию. Если информация заключается в амплитуде электромагнитного колебания — то говорят об амплитудной модуляции (или АМ), если же в частоте или фазе — то о частотной (ЧМ) или фазовой (ФМ) модуляции. В наше время широко используются радиостанции, т. е. устройства, сочетающие в себе и радиоприёмник и радиопередатчик и способные работать как на приём, так и на передачу в широком диапазоне частот.

Радиосвязь имеет огромное значение для современного человека и используется им почти во всех сферах его деятельности, поэтому, очень нужны специалисты по электронике и радиосвязи. Для того чтобы стать таким специалистом, необходимо для начала, приложив не мало усилий получить хорошее техническое образование. А затем необходимо саморазвиваться и повышать свой профессионализм, проектируя все более и более совершенные, «шагающие в ногу со временем» радиоустройства.

В данном случае необходимо выбрать структурную схему и спроектировать оконечный и предоконечный каскад передатчика низовой радиосвязи (НРС) с частотной модуляцией, а также ГУН и кварцевый автогенератор, чему и посвящена данная работа.

Передатчики НРС применяются в диапазонах КВ и УКВ для передачи сообщений на небольшие расстояния. Передатчики такого типа проектируются для работы на одной фиксированной частоте или в диапазоне частот. В первом случае, рабочая частота может стабилизироваться кварцевым резонатором, а для генерации ЧМ колебаний могут быть использованы как прямой метод управления частотой, так и косвенный. В качестве возбудителя диапазонного передатчика с ЧМ используется синтезатор сетки дискретных частот или кварцевый автогенератор, ведомый генератор которого управляется двумя варикапами. Питание маломощных транспортируемых передатчиков, как правило, осуществляют от аккумуляторов напряжением 12−27 В.

1. Выбор структурой схемы

Основные требования к передатчику определяются из соображений обеспечения нужного качества функционирования системы, в состав которой входит передатчик.

Радио является основным средством связи с подвижными объектами или между ними. На морских и речных судах используется радиосвязь в диапазонах гектометровых, декаметровых и метровых волн. В первом случае допускается только телеграфная работа, во втором — телеграфная и телефонная методом однополосной модуляции, в последнем — телефонная методом частотной модуляции. Мощности корабельных передатчиков 10… 300 Вт.

В гражданской авиации используется связь в гектометровом диапазоне волн при мощности передатчиков 50… 400 Вт и однополосной модуляции и в метровом диапазоне при мощности 5… 20 Вт и амплитудной модуляции.

Широко используют радиосвязь в народном хозяйстве. В сельском и лесном хозяйстве, геологоразведочных партиях применяют декаметровые (коротковолновые) передатчики с однополосной и модуляцией мощностью 0,5… 300 Вт; на автомобильном транспорте и крупных стройках, в карьерах по разработке полезных ископаемых и др. — передатчики диапазона метровых и декаметровых волн с частотной модуляцией мощностью 0,1… 20 Вт.

Выбор типа модуляции, которую лучше использовать при расчете передатчика основывается на свойствах самой модуляции.

Например, амплитудная модуляция требует повышенной мощности модулятора, так как модуляция происходит в одном из оконечных каскадов устройства. Для 100%-ной модуляции (m=1) и мощности несущей 1 кВт полная мощность модулированных колебаний составляет 1,5 кВт. Отметим, что при m=1 мощность, заключенная в обеих боковых полосах, составляет половину мощности несущей. Аналогично при m = 0,5 мощность в обеих боковых полосах составляет 1/8 мощности несущей. Указанное выше имеет место лишь для синусоидальной формы AM. Амплитудная модуляция может быть использована в передаче импульсных значений. При обычной модуляции с двумя боковыми полосами, используемой в радиовещании, информация передается исключительно в боковых полосах. Для того чтобы получить, например, хорошее качество звука, необходимо работать в полосе частот шириной 2 М, где М — ширина полосы высококачественного воспроизведения звука (20−20 000 Гц). Это означает, что стандартное АМ-радиовещание, к примеру, с частотами до 20 кГц должно иметь ширину полосы ±20 кГц (всего 40 кГц), учитывая верхнюю и нижнюю боковые полосы. Однако на практике ширина полосы частот по правилам ограничивается величиной 10 кГц (±5 кГц), которая предусматривает для радиопередачи звука ширину полосы всего лишь 5 кГц, что далеко от условий высококачественного воспроизведения. Радиовещание с частотной модуляцией имеет более широкую полосу частот.

В большинстве передатчиков большой мощности модуляция осуществляется в последнем каскаде системы для того, чтобы избежать необходимости усиливать модулированный сигнал. Усиление несущей и модулирующего сигнала происходит раздельно. Степень модуляции контролируется изменением амплитуды модуляции и поддержанием постоянной амплитуды несущей.

В методе частотной модуляции (ЧМ) амплитуда модулирующего сигнала управляет мгновенной частотой несущей. Идеальная ЧМ не вносит изменений в амплитуду несущей.

Частотно-модулированная связь гораздо менее чувствительна к помехам. Шумы, попадающие в ЧМ-сигнал, будь то атмосферные возмущения (статические), тепловые шумы в лампах и сопротивлениях или любые другие шумы, имеют меньшую возможность влиять на прием, чем в случае AM. Основной причиной этого является попросту тот факт, что большинство шумов амплитудно модулируют несущую. Восстановление информационного сигнала из ЧМ-волны связано лишь с частотным детектированием, при котором выходной сигнал зависит лишь от изменений частоты ЧМ-сигнала, а не от его амплитуды. Большинство приемников содержит усилитель-ограничитель, который поддерживает постоянную амплитуду ЧМ-колебаний, устраняя тем самым любой АМ-сигнал.

Другим типом угловой модуляции является фазовая модуляция. Эта модуляция очень похожа на ЧМ. При фазовой модуляции мгновенная фаза несущей изменяется пропорционально мгновенной амплитуде модулирующего сигнала. Это приводит к изменению фазы несущей частоты.

Ширина полосы частот ЧМ существенно шире, а несущая частота значительно выше (10 МГц и более). Более широкая полоса частот приводит к более верному воспроизведению входных звуковых сигналов. Так что экономически и физически более оправданно применение передатчиков с ЧМ для оборудования наземной радиосвязи.

1.1 Основные характеристики передатчиков

Современный передатчик является сложным устройством, и его свойства характеризуются многими техническими параметрами. Основные из них: предназначение (для использования в той или иной системе связи, локации, вещания, навигации или др.); выходная мощность Р_вых, т. е. мощность основного излучения в пределах необходимой полосы радиочастот, предназначенной для передачи сигнала; номинальное значение радиочастоты f_н или диапазон частот f_н1 … f_н2; тип модуляции; условия эксплуатации передатчика (стационарный или на борту подвижного объекта, с обслуживающим персоналом или необслуживаемый); температура и давление воздуха в месте установки передатчика и др.

Таким образом, перечисленные выше параметры определяют возможность нормальной работы.

Если устройство работает в пределах допустимого абсолютного отклонения частоты, то данный передатчик не будет создавать недопустимо больших помех как соседним по частоте каналам связи или т.п., так и каналам на частотах, близких к гармоникам или другим частотным составляющим неосновного излучения, появляющимся в результате нелинейных процессов в каскадах передатчика.

Группа параметров определяет качество передачи информации — параметры качества. Для радиотелефонной связи или радиовещания, например, показателями качества являются:

· полоса модулирующих звуковых частот и допустимая степень неравномерности модуляции в этой полосе (неравномерность амплитудно-частотной характеристики); глубина модуляции и допустимый при этом уровень нелинейных искажений (коэффициент гармоник);

· уровень паразитной модуляции (уровень шумов, фона).

· коэффициент полезного действия (КПД). Промышленным (полным) КПД передатчика h_пром называют отношение выходной мощности передатчика Р_вых к мощности, потребляемой передатчиком от электросети Р_сети или другого источника электропитания: h_пром = Р_вых / Р_сети. Промышленный КПД характеризует эффективность преобразования мощности источника питания в мощность колебаний радиочастоты: чем выше КПД, тем лучше, эффективнее передатчик как преобразователь мощности.

· мощность потерь Р_пот, не преобразовавшаяся в полезную, обращается в тепло и вызывает нагрев ламп, транзисторов, катушек индуктивности, конденсаторов, резисторов, трансформаторов и других деталей передатчика: Р_пот = Р_сети — Р_вых. Для защиты элементов передатчика от перегрева приходится создавать систему охлаждения. За счет системы охлаждения увеличивается стоимость, габаритные размеры и масса передатчика, снижается его надежность. Для работы вентиляторов системы охлаждения расходуется дополнительная электроэнергия, т. е. увеличивается Р_сети и снижается h_пром.

Отсюда видно, как важно при проектировании, настройке и эксплуатации каждого передатчика постоянно заботиться о повышении его КПД, который определяется КПД каждого каскада, узла передатчика, прежде всего — самых мощных.

· удобство эксплуатации (эксплуатационная технологичность), т. е. степень приспособленности к проведению мероприятий по подготовке к работе, контролю технического состояния, техническому обслуживанию и ремонту; возможность дистанционного или автоматического управления; надежность, т. е. свойство передатчика сохранять во времени в установленных пределах значения всех параметров, характеризующих способность выполнять требуемые функции в заданных режимах и условиях применения технического обслуживания, ремонтов, хранения и транспортирования совокупность затрат на эксплуатацию, включая затраты на электроэнергию, техническое обслуживание и ремонт.

Многие из показателей передатчика являются взаимно противоречивыми. Так, стремление получить от электронного или полупроводникового прибора большую мощность с высоким КПД приводит к необходимости использовать режимы работы со сложной формой тока и напряжения. В спектре таких токов и напряжений, кроме рабочих составляющих, содержатся многочисленные нерабочие — гармоники. Следовательно, применив такой выгодный с точки зрения мощности и КПД режим, приходится принимать меры для подавления нерабочих составляющих спектра, например, ставить многокаскадные фильтры; стоимость, габаритные размеры, масса каскада возрастут, а потери энергии в деталях фильтра уменьшат выигрыш КПД.

Стремление получить от электронного или полупроводникового прибора большую мощность и высокий КПД часто находится в противоречии с заданными требованиями на малые нелинейные искажения при амплитудной модуляции.

Требование высокой стабильности частоты (малого f_нест или e), не удается или экономически невыгодно непосредственно реализовать в генераторе большой мощности.

Для преодоления подобного рода противоречий необходимо, прежде всего, предъявлять к передатчику целесообразные, не завышенные и не заниженные требования. При заниженных требованиях может нарушиться работа системы, в которую входит передатчик, или могут появиться недопустимо большие помехи другим системам. При завышенных требованиях затраты на разработку, производство и эксплуатацию передатчиков могут оказаться неоправданно большими; завышенные требования могут быть просто невыполнимыми.

Основным путем преодоления противоречий, содержащихся в технических требованиях к современному передатчику, является путь разделения функций между несколькими каскадами передатчика таким образом, чтобы каждый каскад обеспечивал реализацию одного требования и не создавал препятствий для реализации других требований другими каскадами. Так, мы приходим к идее многокаскадного передатчика с частотной модуляцией, который, будет разработан в данной курсовой работе.

1.2 Структурная схема передатчика

Только передатчики простейших РТС строят как однокаскадные, в виде мощного автогенератора, работающего непосредственно на антенно-волноводную (антенно-фидерную) систему. Такими являются передатчики метеонавигационных самолетных и навигационных судовых радиолокаторов (рисунок 1).

Рисунок 1. — Функциональная структурная схема однокаскадного передатчика:

АГ — генератор электрических колебаний радиочастоты, М — модуляционное устройство, В — устройство питания,

0 — система охлаждения, Ау — автоматическое управление Большинство современных передатчиков, строятся по многокаскадной схеме. Структурная схема такого радиопередатчика показана на рисунке 2.

Рисунок 2. — Структурная схема многокаскадного передатчика Источником колебаний радиочастоты является задающий генератор АГ (генератор с самовозбуждением или автогенератор), который должен обеспечить получение нужной частоты с заданной допустимой нестабильностью частоты для указанных внешних условий. Генератор с высокой стабильностью частоты обычно имеет малую мощность Р_АГ =0,001… 0,01 Вт. Для получения заданной мощности на выходе передатчика колебания автогенератора приходится усиливать.

Число усилителей мощности радиочастоты (УМ) определяется требуемым коэффициентом усиления, усилительной способностью и выходной мощностью каждой ступени. В качестве активного усилительного элемента УМ используют электронные лампы и полупроводниковые приборы (транзисторы, тиристоры), пролетные многорезонаторные клистроны, амплитроны, лампы бегущей волны и др.

Применение многокаскадной структурной схемы — основной путь получения высокой стабильности частоты мощного передатчика. Поскольку основные каскады, включая самые мощные, являются усилителями, энергетические и многие качественные показатели передатчика (полезная мощность, промышленный КПД и т. д.) определяются параметрами каскадов усиления.

Последний, самый мощный, каскад усиления УМ_n определяет выходную полезную мощность, а следовательно, и промышленный КПД передатчика. Этот каскад называют выходным или оконечным; УМ₂, УМ₃ и т. д. считают промежуточными (предварительными), а УМ_n-1 — предоконечным каскадом усиления.

Для получения высокого КПД большинство ГВВ работают со сложной периодической формой тока в выходной цепи, отличающейся от гармонической. Следовательно, спектр тока выходной цепи содержит как основную составляющую рабочей частоты f_н, так и гармонические составляющие частоты 2f_н, 3f_н, 4f_н, кроме этих составляющих в составе спектра тока могут быть и всевозможные комбинационные составляющие. Для того чтобы гармоники рабочей частоты и иные побочные составляющие не попали в антенну и не мешали работе других радиолиний (чтобы уровень этих составляющих не превышал допустимого), на выходе передатчика устанавливают выходную фильтрующую (колебательную) систему (ФС), т. е. фильтр, пропускающий рабочие и ослабляющий неосновные составляющие спектра выходного тока электронного или полупроводникового прибора.

Необходимость в сложной, громоздкой и дорогой многоконтурной системе на выходе передатчика обусловлена использованием негармонической формы тока для получения высокого КПД.

В передатчиках СВЧ и более ВЧ диапазонов для обеспечения заданной (допустимой) нестабильности частоты можно применять автогенератор, работающий на частоте, в несколько раз меньшей номинальной частоты передатчика. При этом в состав тракта усиления мощности следует включать умножители частоты (на рисунке 2 не показаны), способствующие также уменьшению влияния нагрузки передатчика и его мощных каскадов на работу автогенератора. Однако основным в ослаблении этого влияния является первый каскад усиления, называемый буферным.

Передаваемое сообщение, например сигнал звуковой частоты ?, усиливается в модуляционном устройстве, которое также имеет несколько каскадов усиления. Сигнал с последнего каскада модуляционного устройства подается на один из каскадов радиочастоты (указано штриховой), где происходит модуляция (амплитудная, частотная, импульсная, однополосная или др.). Последний каскад называют модулятором, а предшествующий — подмодулятором.

Кроме того, в состав мощного передатчика входит несколько выпрямителей, образующих систему питания, система охлаждения, система управления, блокировки и сигнализации, обеспечивающая установленный порядок включения и выключения передатчика, безопасность обращения с ним для обслуживающего персонала и сигнализирующая о неисправном состоянии передатчика.

Угловая модуляция может быть получена прямым способом, когда модулируется непосредственно частота автогенератора передатчика, или косвенным, когда в промежуточном каскаде передатчика производится фазовая модуляция. Структурные схемы передатчиков с этими способами модуляции приведены на рисунках 3 и 4.

Рисунок 3. — Структурная схема передатчика с прямой ЧМ Рисунок 4. — Структурная схема передатчика с косвенной ЧМ Другими словами, прямую частотную модуляцию осуществляют: в полупроводниковых генераторах путем изменения параметров колебательного контура с помощью варикапов, варикондов, реактивного транзистора, нелинейной индуктивности (на частотах от нескольких мегагерц до десятков гигагерц); в диодных генераторах (на туннельном диоде, диоде Ганна) путём изменения напряжения смещения на диоде; в транзисторных RC-генераторах путём изменения режима работы транзистора (тока коллектора, напряжения смещения на переходе эмиттер-база).

В системах косвенного получения частотной модуляции используются фазовые модуляторы (ФМ).

Известны четыре наиболее распространённые структурные схемы передатчиков с ФМ:

· с ФМ на выходе передатчика;

· с ФМ в предоконечных каскадах с последующим усилением мощности сигнала ФМК;

· с ФМ в начальных каскадах с последующим умножением частоты и усилением мощности сигнала ФМК;

· с ФМ на поднесущей частоте с последующим транспонированием и усилением ФМ сигнала.

Те и другие способы получения ЧМ имеют свои недостатки и достоинства. Достоинство прямого метода — возможность получения глубокой и достаточно линейной частотной модуляции, недостаток — трудность обеспечения стабильности средней частоты колебания с ЧМ. Достоинство косвенного способа — высокая стабильность средней частоты, недостатки — неглубокая модуляция, трудность передачи низких модулирующих частот.

Возможность получения глубокой и линейной ЧМ делает предпочтительным прямой способ в радиовещательных передатчиках и передатчиках НРС. При этом для повышения стабильности средней частоты используют систему автоматической подстройки частоты (АПЧ) по высокостабильному кварцевому эталону. Структурная схема такого передатчика приведена на рисунке 5.

Рисунок 5.? Структурная схема ЧМ передатчика с эталонным генератором Для построения передатчика НРС (согласно техническому заданию) воспользуемся подобной схемой, но уточним состав и количество входящих в неё блоков.

Так как обычно в передатчиках НРС возбудитель не предусматривают, то НЧ сигнал подается сразу на ГУН. Но для увеличения стабильности по частоте в качестве эталонного генератора в передатчике с ЧМ можно использовать кварцевый автогенератор. На варикап VD1 подается модулирующее напряжение U, на варикап VD2 — управляющее напряжение системы фазовой автоподстройки частоты. Разделение функций управления объясняется тем, что девиация частоты под влиянием модулирующего сигнала относительно невелика в сравнении с диапазоном подстройки ведомого генератора.

Умножители частоты включают в структуру передатчика для повышения устойчивости, но при этом из-за нелинейностей их АЧХ увеличиваются нелинейные искажения ЧМК в «n» раз, соответственно, где n — коэффициент умножения частоты.

В нашем случае, источником сигнала U является микрофон с последующим усилителем звуковой частоты (УЗЧ) Управление ГУН в этом случае также производится через два варикапа, на один из которых подаётся модулирующее напряжение U с выхода УЗЧ, а на другой варикап — управляющее напряжение системы ФАПЧ. Девиация частоты под действием модулирующего сигнала на выходе передатчика равна 20 кГц. Индекс модуляции:

(1.1)

где f — девиация частоты на выходе ГУН (или передатчика, в зависимости от того хотим ли мы получить индекс модуляции на входе или на выходе передатчика соответственно), а F_в — верхняя частота спектра речевого сигнала т. е. F_в = 3,4 кГц.

На выходе ГУН, как было сказано выше, сигнал имеет небольшую девиацию частоты 3 кГц и соответственно небольшой коэффициент модуляции:

(1.2)

а по техническому заданию передатчик должен обеспечить девиацию частоты как минимум f = 20 кГц.

Поделив полученный индекс модуляции на выходе передатчика на индекс модуляции на входе передатчика (выходе ГУН) можно определить во сколько раз необходимо произвести умножение частоты сигнала на входе передатчика для получения требуемой девиации частоты в 20 кГц сигнала на выходе передатчика:

(1.3)

С учетом того, что необходимо минимизировать число каскадов, а стандартный максимальный коэффициент умножения частоты одного каскада n = 4, то в нашем случае, число каскадов умножителей частоты получается k = 3, а коэффициент умножения частоты каждого каскада n = 2. При этом девиация частоты на выходе передатчика получится f = 3400 2 2 2 27,2 кГц. Мощность на выходе ГУН порядка 50 мВт. Выходная колебательная мощность нашего ЧМ передатчика по техническому заданию должна быть 10 Вт, следовательно, входной сигнал передатчика необходимо по мощности усилить в 200 раз. Оконечный же мощный каскад передатчика в соответствии с расчётами, (раздел 2. РАСЧЁТ ОКОНЕЧНОГО КАСКАДА) может обеспечить коэффициент усиления по мощности порядка К_р 32. Умножив на КПД согласующей цепи (примерно 0,8) получим К_рпол 25. Значит, необходимо обеспечить коэффициент усиления по мощности как минимум ещё в 8 раз, перед оконечным каскадом будут стоять еще 3 умножителя напряжения с коэффициентами усиления по мощности (с учетом потерь в согласующих цепях) порядка К_р 2. После выше изложенных рассуждений, проводимых с целью обозначить необходимые составные части и объяснить назначение этих частей в структурной схеме, предлагается структурная схема передатчика НРС с ЧМ, вид которой показан на рисунке 6:

Рисунок 6.? Структурная схема проектируемого ЧМ передатчика Таким образом, структурная схема нашего ЧМ передатчика вместе с блоками уже имеющимися в схеме на рисунке 5 в своём составе дополнительно содержит:

· Микрофон, который обеспечивает преобразование речевого сообщения в электрический входной сигнал передатчика;

· Усилитель звуковой частоты, который обеспечивает усиление амплитуды сигнала поступающего с микрофона на управляющий варикап;

· Буферный каскад, необходимый для защиты ГУН, генератора частоты и системы ФАПЧ от влияния на них последующих каскадов;

· 3 умножителя частоты с коэффициентами умножения частоты n = 2, необходимые для обеспечения требуемой девиации частоты на выходе передатчика;

· усилитель мощности;

· цепь согласования, обеспечивающую согласование выходного сопротивления оконечного каскада передатчика с входным сопротивлением фидера 75 Ом на заданной частоте.

2. Расчет усилителя мощности

Требования к усилителю мощности:

· рабочая частота — 27 МГц;

· выходная мощность — не менее 10 Вт.

Мощность, отдаваемая транзистором, с учетом потерь в выходной цепи (10−20%):

Р = 10 Вт + 10% = 11 Вт (2.1)

Такую мощность на верхней частоте может обеспечить транзистор КТ903Б — Р_доп = 17 Вт. Данный транзистор выбирается с учетом требований, изложенных в [1], согласно которым, СВЧ транзисторы в усилительном режиме целесообразно использовать по мощности не менее, чем на 40−50%, и не более, чем на 75%. Рабочая частота усилителя мощности f = 27 МГц удовлетворяет условию f_гр = 1,5−2 f = 40 МГц, где f_гр — граничная рабочая частота транзистора.

Таблица 1. — Параметры транзистора КТ903Б

2.1 Схема усилителя мощности

Схема усилителя мощности приведена на рисунке 7.

Рисунок 7. — Схема усилителя мощности оконечного каскада Назначение элементов схемы усилителя мощности:

· R1 и R2 — используются как делитель напряжения для обеспечения смещения в базовой цепи выходного транзистора;

· С1 и С5 — разделительные емкости;

· L2 — блокировочная индуктивность;

· С3 — блокировочная емкость;

· L1 и С2 — входная согласующая цепь;

· L3 и С3 — выходная согласующая цепь.

2.2 Расчет режима работы и энергетический расчет

Выбираем амплитуду импульсов коллекторного тока i_k max из условия:

i_{k max}? (0.8 … 0.9) • i_{k доп}, (2.2)

где i_{k доп} — допустимая амплитуда импульсов коллекторного тока;

i_{k max} = 0.8 • 10 = 8 А. (2.3)

Выбираем напряжение источника питания из условия:

Е_п? U_к доп /2, (2.4)

где U_к доп — допустимая амплитуда напряжения на коллекторе;

Е_п? 60 / 2 = 30, выбираем Е_п = 20 В.

Рассчитываем коэффициент граничного режима работы активного элемента:

о_гр = 1- i_{к max} / S_гр• Е_п = 1- 8 / 5 • 20 = 0,8, (2.5)

где S_гр — крутизна граничного режима.

Найдем амплитуду импульсов первой гармоники коллекторного напряжения:

U_k1 = о_гр • Е_п = 0.8 • 20 = 16 В. (2.6)

Определим амплитуду импульсов первой гармоники коллекторного тока:

I_k1 = б₁(и)• i_{k max} = 0.5 • 8 = 4 А, (2.7)

где б₁(и) — коэффициент Берга, и = 90?.

Рассчитаем постоянный ток, потребляемый коллекторной цепью транзистора

I_k0 = б₀(и)• i_{k max} = 0.318 • 8 = 2.54 А, (2.8)

где б₀(и) — коэффициент Берга, и = 90?.

Найдем мощность первой гармоники:

P₁ = I_k1 • U_k1 / 2 = 4 • 16 / 2 = 32 Вт. (2.9)

Определим мощность, потребляемую от источника питания:

P₀ = I_k0 • E_п = 2,54 • 20 = 50,8 Вт. (2.10)

Рассчитаем мощность, рассеиваемую на активном элементе:

P_рас = Р₀ — Р₁ = 50,8 — 32 = 18,8 Вт. (2.11)

Найдем К.П.Д. усилителя:

з = Р₁ / Р₀ = 32 / 50.8 = 0,63, т. е 63%. (2.12)

Определим амплитуду управляющего заряда:

Q_y1 = i_{k max} / [щ_гр • (1- cos и)]= 8 / [2 • р • 100 • 10⁶ • (1- cos 90?)] = 1,2 • 10^-8 Кл (2.13)

где щ_гр — граничная частота работы транзистора, и — угол осечки коллекторного тока.

Найдем постоянную составляющую напряжения эмиттерного перехода:

U_эп = u_отс — г₀ (ри) • Q_y1 /C_э = 1 — 0.5 • 12 • 10^-9 / 2300 • 10^-12 = -0.76 В, (2.14)

где u_отс — напряжение отсечки, г₀ — коэффициент Берга, C_э — емкость эмиттерного перехода.

Определим минимальное мгновенное напряжение на эмиттерном переходе:

u_{э min} = u_отс — (1 — cos (ри)) • Q_y1 / C_э = 1 — 12 • 10^-9 / 2300 • 10^-12 = - 4.5 В. (2.15)

Рассчитаем выходное сопротивление транзистора:

R_k = U_k1 / I_k1 = 16 / 4 = 4 Ом. (2.16)

Определим коэффициент, показывающий во сколько раз увеличивается входная емкость транзистора за счет паразитной емкости коллекторного перехода

ж = 1 + г₁ (и) • щ_гр• С_к •R_k = 1 + 0.5 •2 • р • 100 • 10⁶ • 180 • 10^-12 • 4 = 1,0 (2.17)

где С_к — емкость коллекторного перехода.

Найдем амплитуду первой гармоники тока базы с учетом тока через емкость С_к:

I_б = щ • Q_y1 • ж = 2 • р • 27 • 10⁶ • 12 • 10^-9 • 1,0 = 2.036 A. (2.18)

Рассчитаем сопротивление корректирующего резистора, подключаемого параллельно входу транзистора, служащего для симметрирования импульсов коллекторного тока:

R_З = 1 / щ_в • C_э = 1 / (2 • р • 3,4 • 10⁶ • 2300 • 10^-12)= 23,1 Ом, (2.19)

где щ_в — частота, на которой модуль коэффициента усиления тока в динамическом режиме уменьшается в v2 раз по сравнению со статическим режимом. щ_в находится по формуле щ_в = щ_гр / B, где В — средний коэффициент усиления тока (30…40).

Определим мощность, рассеивающуюся на корректирующем сопротивлении:

= 0,295 Вт. (2.20)

Найдем входное сопротивление транзистора:

R_вх = г₁ (и) • щ_гр• L_э / ж = (0.5 •2 • р • 100 • 10⁶ • 1 • 10^-9)/ 1 = 0.34 Ом, (2.21)

где L_э — индуктивность эмиттерного вывода транзистора.

Определим мощность, обусловленную прямым прохождением мощности в нагрузку через L_э и связанную с R_вх

P''_вх =I²_б1 • R_вх / 2 = (2,036² • 0.34) / 2 = 0.705 Вт. (2.22)

Рассчитаем входную мощность, требуемую для обеспечения заданной выходной мощности:

P_вх = P'_вх + P''_вх = 0.295 + 0,705 = 1 Вт. (2.23)

Найдем коэффициент передачи по мощности усилителя:

K_p = (P₁ + P''_вх) / P_вх = (32 + 0.705) / 1 = 32,705 (2.24)

Определим входную индуктивность усилителя:

L_вх = L_б + L_э / ж = (1 • 10^-9 + 2 • 10^-9)/ 1 = 3 нГн, (2.25)

где L_б — индуктивность базового вывода транзистора (справ.).

Рассчитаем входную емкость усилителя:

С_вх = ж • С_э / г₁ (р — и) = (1 • 2300 • 10^-12)/ 0,5 = 4,6 нФ. (2.26)

Найдем усредненное за период колебаний сопротивление коррекции R_пар.

R_пар = R_З • г₁ (р — и) = 23,1 • 0.5 = 11,55 Ом. (2.27)

2.3 Расчет цепи питания усилителя мощности

Выбор схемы цепи питания.

Цепь питания содержит источник постоянного напряжения и блокировочные элементы. Благодаря блокировочным элементам исключаются потери высокочастотной мощности в источнике питания, и устраняется нежелательная связь между каскадами через источник питания.

В качестве схемы цепи питания выберем параллельную схему (рисунок 8), когда источник питания, активный элемент и выходная цепь включены параллельно. Последовательная схема цепи питания не будет использоваться, потому что требуется, чтобы выходная согласующая цепь пропускала постоянный ток.

Рисунок 8. — Схема питания усилителя

Емкость С_бл с индуктивностью L_бл и емкостью С_р образуют колебательный контур резонирующий на частоте меньшей рабочей частоты усилителя, что может привести к возбуждению колебаний. Чтобы исключить их применяют антипаразитный резистор R_ап и проектируют цепь питания как ФНЧ.

Определим блокировочную индуктивность из условия:

щ_min • L_бл >> R_k (2.28)

L_бл >> R_k / щ_min = 4 / (2 • р • 27 • 10⁶)= 23,6 • 10^-9 Гн

Примем L_бл = 0,1 мкГн.

Рассчитаем сопротивление антипаразитного резистора из условия:

R_ап << 0.1 • R_k = 0,1 • 4 = 0,4 Ом (2.29)

Примем R_ап=0,2 Ом

Определим емкость блокировочного и разделительного конденсаторов:

С_бл = С_р = L_бл / 2 • R_ап = (0,1 • 10^-6)/ (2 • 0,2) = 250 нФ. (2.30)

2.4 Расчет цепи смещения усилителя мощности

Выбор схемы цепи смещения.

Напряжение смещения биполярного транзистора в оптимальном режиме зависит от входного напряжения, а следовательно от входной мощности.

Обеспечить требуемое напряжение смещения с помощью фиксированного смещения нецелесообразно, поскольку изменение входной мощности приведет к отклонению режима работы транзистора по постоянному току от оптимального.

Для стабилизации режима работы транзистора применяют комбинированное смещение, при этом к базе транзистора необходимо подвести постоянное напряжение отсечки u_отс и обеспечить автосмещение

U_авт = г₀(р — и) • Q_y1 / C_э.(2.31)

Рассчитаем требуемое сопротивление автосмещения и элементов схемы смещения:

R_см =, (2.32)

так как и = 90? формула примет вид:

R_см = R_з =, (2.33)

где ф_в -постоянная времени на частоте щ_в (частота, на которой модуль коэффициента усиления тока в динамическом режиме уменьшается в v2 раз по сравнению со статическим режимом. щ_в находится по формуле щ_в = щ_гр / B, где В — средний коэффициент усиления тока) и находится по формуле ф_в = 1/щ_в = 1 / 2 • р • 5 • 10⁶= 31.8 нс.

R_см = 23,1 Ом.

Применяя схему смещения, приведенную на рисунке 7, необходимо чтобы выполнялись условия:

E_п • R2 / (R1 + R2) = U_отс, (2.34)

R1 • R2 /(R1 + R2) = R_см. (2.35)

Эти условия выполняются при: R1 = 554,4 Ом? 560 Ом и R2 = 24,1 Ом? 24 Ом.

3. Расчет выходной нагрузочной системы усилителя мощности

Назначение нагрузочной системы — фильтрация высших гармоник и согласование транзистора с нагрузкой. Для обеспечения фильтрации высших гармоник в усилителе мощности нагрузочная система настраивается на частоту первой гармоники сигнала. Настроенная в резонанс нагрузочная система обладает на частоте первой гармоники чисто активным входным сопротивлением. Согласование нагрузки заключается в том, чтобы, подключив нагрузочную систему к транзистору и к нагрузке, обеспечить оптимальное (критическое) сопротивление нагрузки транзистора R_к. при согласовании не должно нарушаться условие резонанса, должен обеспечиваться по возможности большой к.п.д. нагрузочной системы з_к, добротность нагрузочной системы должна оставаться достаточно высокой для сохранения хорошей фильтрации высших гармонических составляющих.

В усилителях мощности на транзисторах широкое применение получил П — образный контур, схема которого изображена на рисунке 9.

Рисунок 9. — П-образный контур.

На частоте сигнала f входное сопротивление П — контура должно быть чисто активным и равным требуемому критическому сопротивлению нагрузки транзистора R_к. таким образом П — контур на частоте сигнала f трансформирует активное сопротивление нагрузки R_н в активное входное сопротивление R_к.

3.1 Электрический расчет нагрузочной системы

Зададимся величиной волнового сопротивления контура:

с = 2 • р • f • L₀ = 250 — 500 Ом (3.1)

с = 300 Ом.

Определяем индуктивность контура L₀:

L₀ = с / 2 • р • f = 300 / 2 • р • 27 •10⁶ = 1,77 мкГн. (3.2)

На частоте сигнала f П — контур сводится к виду, изображенному на рисунке 10, причём L, L₀, C₀ находятся в соотношении:

2 • р • f • L = 2 • р • f • L₀ — 1 / 2 • р • f • C₀. (3.3)

Рисунок 10. — П контур на частоте сигнала f

Величиной L необходимо задаться в соответствии с формулой:

L > = = 102,1• 10^-9? 120 нГн. (3.4)

Определяем С₀

С₀== 21,1 пФ (3.5)

С₀? 22 пФ.

Определяем емкости С1 и С2:

С₁ = = (3.6)

==

= 1,1 нФ.

С₂ = =

==

= 331 пФ? 0,33 нФ. (3.7)

Рассчитываем внесенное в контур сопротивление:

r_вн = = = 4,03 Ом. (3.8)

Определим добротность нагруженного контура:

Q_н = с / (r₀ +r_вн), (3.9)

где r₀ — собственное сопротивление потерь контурной индуктивности L₀. Эта величина точно определяется при конструктивном расчете контурной катушки индуктивности, а на данном этапе можно принять r₀ = (1…2) Ом = 1 Ом.

Q_н = с / (r₀ +r_вн) = 300 / (1 + 4,03) = 59,6. (3.10)

Найдем коэффициент фильтрации П — контура:

ф = Q_н •(n² -1) • n = 59.6 • (2² — 1) •2 = 357,6 (3.11)

где n =2 для однотактной схемы усилителя.

Определим к.п.д. (ориентировочный) нагрузочной системы:

з_к = r_вн / (r_вн + r₀) = 4,03 / (1 + 4,03) = 0.801 (3.12)

3.2 Конструктивный расчет элементов нагрузочной системы

В процессе конструктивного расчета нагрузочной системы необходимо выбрать номинальные значения стандартных деталей (С₀, С₁, С₂), входящих в контур, и определить конструктивные размеры контурной катушки L₀.

При выборе номинального значения конденсатора С₁ необходимо учитывать, что параллельно ему подключена выходная емкость транзистора усилителя мощности.

Для настройки контура в резонанс и обеспечения оптимальной связи с нагрузкой в состав емкостей С₀ и С₂ целесообразно включить подстроечные конденсаторы. При включении в цепь подстроечных конденсаторов схема контура примет вид изображенный на рисунке 11.

Рисунок 11. — Принципиальная схема согласующего устройства

Номинальные значения элементов входящих в контур: С₀ = 22 пФ; С₂=330 пФ.

В качестве С_2.2 применим подстроечный конденсатор КТ4−21−250В-4/20пФ, в качестве С_0.0 — КТ4−21−250В-2/10пФ.

Учитывая, что выходная емкость транзистора С_к = 180 пФ емкость С₁ определится так С₁ = 1100 — 180 = 920 пФ, номинальное значение равно 910 пФ.

Произведем расчет контурной катушки:

Зададим отношение длины намотки катушки (l) к диаметру намотки (D)

v = l / D = (0,5…2) = 1,25. (3.13)

Определим площадь продольного сечения катушки S = l • D по формуле:

S = P₁ • з_к / K_s = 32 • 0,8 / 0,5 = 51,2 см², (3.14)

где K_s = (0,1 — 1) — удельная тепловая нагрузка на 1 см² сечения катушки, [Вт/см²].

Определим длину l и диаметр D катушки:

см; (3.15)

= 6,4 см. (3.16)

Рассчитаем число витков контурной катушки:

= 5,63? 6 (3.17)

где L₀ — индуктивность катушки в мкГн.

Определим диаметр провода катушки d (мм):

I_к = U_k1 •2 • р • f • C1 = 16 •2 • р •27 • 10⁶ • 920 • 10^-12 = 2,5A; (3.18)

d? 0,18 • I_к •= 0,18 • 1,2 •= 1,026 мм? 1,5 мм, (3.19)

где U_k1 — амплитуда импульсов коллекторного напряжения; I_к — амплитуда контурного тока в амперах, f — рабочая частота в МГц.

Найдем собственное сопротивление потерь контурной катушки на рабочей частоте:

r₀ = 0,698 Ом, (3.20)

где f — рабочая частота, МГц; d — диаметр провода, мм; D — диаметр катушки.

Определим к.п.д. контура:

з_к = r_вн / (r₀ + r_вн) = 4,03*100 / (0,698 + 4,03) = 85,2% (3.21)

3.3 Расчет штыревой антенны

Из конструктивных соображений выбираем радиус штыря:

r = 5•10^-3 (м) (3.22)

Находим волновое сопротивление антенны:

(3.23)

где: — длинна штыря,

тогда:

Входное сопротивление антенны:

(3.24) и (3.25)

Согласование штыревой антенны с коаксиальным кабелем с волновым сопротивлением 75 Ом можно произвести при помощи четвертьволнового трансформатора.

4. Расчет умножителя частоты

Расчет умножителя частоты на заданную мощность в нагрузке произведем по методике, изложенной в.

4.1 Электрическая принципиальная схема умножителя частоты с

общей базой

передатчик радиосвязь каскад антенна

Электрическая принципиальная схема умножителя частоты с общей базой изображена на рисунке 12.

Здесь C₁, C₂, L₃ и C_1.1, C_2.2, L_3.3 являются элементами цепей согласования предыдущего и последующего каскадов.

Рисунок 12. — Электрическая принципиальная схема умножителя

частоты с общей базой

4.2 Электрический расчет активного элемента умножителя

частоты

Мощность, которую должен развивать умножитель частоты, определяем по формуле (4.1):

(4.1)

где: Р_вхУМ — мощность, необходимая для раскачки оконечного усилителя мощности;

КПД — коэффициент полезного действия цепи согласования между умножителем частоты и усилителем мощности.

Такую мощность можно получить от удвоителя частоты, выполненного на том же транзисторе что и выходной каскад КТ903Б. Для получения мощности, близкой к максимальной, принимаем угол И отсечки равным 60°.

Найдем сопротивление потерь коллектора в параллельном эквиваленте:

(4.2)

Коэффициент использования коллекторного напряжения в граничном режиме определяем по формуле (4.3):

(4.3)

где: S_гр =0,4 — крутизна линии граничного режима;

б₂(И) =0,276 — коэффициенты разложения для косинусоидального импульса.

Амплитуды напряжения и тока 2-й гармоники, приведенной к ЭГ, рассчитываем по формулам (4,4) и (4,5):

(4.4)

(4.5)

Полезную нагрузку определим по формуле (4.6):

(4.6)

Убедимся в правильности расчетов:

Амплитуду 2-й гармоники, высоту импульса тока ЭГ, постоянную составляющую коллекторного тока определяем по выражениям (4.7), (4.8) и (4.9):

(4.7)

(4.8)

(4.9)

где: б₀(И) =0,218 — коэффициенты разложения для косинусоидального импульса.

Для получения ожидаемых мощностей и коэффициента усиления по мощности необходимо чтобы выполнялось условие: где: І_кр — значение тока коллектора при достижении, которого частота f_гр падает на 3 дБ по отношению к ее максимальному значению при заданном напряжении коллектор-эмиттер (для КТ903Б І_кр = 3А).

Амплитуда тока возбуждения и коэффициент передачи по току рассчитываем по формулам (4.10) и (4.11):

(4.10)

(4.11)

Пиковое обратное напряжение на эмиттере находим из выражения (4.12):

(4.12)

где: С_э =10^-9 Фбарьерная емкость эмиттерного перехода;

г₂ =0,138- коэффициент разложения косинусоидального импульса;

U^Ч =0,6 В — напряжение сдвига аппроксимированной статической характеристики КТ903Б.

Крутизну по переходу находим по формуле (4.13):

(4.13)

где: t_п =273+115 = 388 ⁰ Ктемпература перехода в Кельвинах.

Сопротивление рекомбинации r найдем из выражения:

(4.14)

Тогда крутизна статической характеристики:

(4.15)

Напряжение смещения, необходимое для создания заданного угла отсечки находим из выражения (4,16):

(4.16)

где: г₀ = 0,109- коэффициент разложения косинусоидального импульса.

Так как напряжение смещения получается отрицательным, то его можно реализовать с помощью резистора автосмещения в цепи эмиттера, сопротивление которого определим по формуле (4.17):

(4.17)

Активную и реактивную составляющие входного сопротивления транзистора определяем по формулам (4.18) и (4.19):

(4.18)

(4.19)

Мощность источника питания, КПД коллектора находим по формулам (4.20) и (4.21):

(4.20)

(4.21)

Коэффициент передачи по мощности и мощность рассеивания определяем по формулам (4.22) и (4.23):

(4.22)

(4.23)

Активную и реактивную составляющие сопротивления нагрузки, приведенные к внешнему выводу коллектора в параллельном эквиваленте, находим по выражениям (4.24) и (4.25):

(4.24)

(4.25)

Сопротивление X_н в данном случае имеет положительный знак. Его удобно реализовать в виде катушки индуктивности, включенной вместо обычного дросселя в коллекторную цепь транзистора.

4.3 Расчет пассивных элементов схемы

Индуктивности катушек L_бл1 и L_бл2 рассчитаем по формуле (4.26):

(4.26)

Примем L_бл1 и L_бл2 = 200 нГн Емкость конденсатора С_бл рассчитаем по формуле (4.27):

(4.27)

В качестве блокировочной емкости С_бл выберем конденсатор номиналом 0,2 нФ.

5. Расчет согласующей цепи между оконечным и предоконечным

каскадами

Для обеспечения трансформации входного сопротивления оконечного каскада в оптимальное сопротивление нагрузки предоконечного каскада и возбуждения оконечного каскада гармоническим током применим цепь согласования, изображенную на рисунке 13

Рисунок 13. — Цепь согласования между оконечным и предоконечным каскадами передатчика Условие реализации цепи согласования определяется согласно по (5.1),

где R₁ = R_нУЧ (умножителя частоты), R₂ = R_вх (выходного каскада):

(5.1)

Принимаем параметр q равным 1,4.

Реактивные составляющие сопротивления элементов цепи согласования определяем по формулам (5.2 — 5.4):

(5.2)

(5.3)

(5.4)

Номиналы элементов цепи согласования находим по (5.5 — 5.7):

(5.5)

(5.6)

(5.7)

В качестве С1 и С2 применим конденсаторы из стандартного ряда с номиналами:

С1 = 0,47 нФ, С2 = 0,1 нФ, Выбираем L1 = 0,2 мкГн

6. Расчет ГУН

6.1 Выбор основных параметров и активного элемента

ГУН имеет две регулировки частоты: регулировка частоты системой ЧАП и модуляция частоты сигналом. Регулировки производятся с помощью двух варикапов.

Центральная частота на которой работает ГУН 3,375 МГц, после него идет усилитель предварительный или буферный каскад. Мощность, которую должен развивать ГУН в нагрузке примем равной 50 мВт.

Рис. 14.? Схема ГУН с частотным модулятором На рисунке 14 представлена принципиальная схема ГУНа, расчет которой приведен ниже.

Для расчета автогенератора выберем транзистор ГТ311 с параметрами приведенными в таблице 2.

Таблица 2. — Параметры транзистора ГТ311