Цепи собственной компенсации влияния выходных проводимостей КМОП-транзисторов

Характер физических процессов в КМОП-транзисторах показывает, что численное значение gi не влияет на управляющее напряжение (затвор-исток), поэтому согласно выводам [12] отсутствие сопротивления в цепи истока не позволяет организовать контур компенсирующей обратной связи. Проходная проводимость затвор-сток имеет только ёмкостный характер и может использоваться в качестве датчика цепи собственной компенсации влияния этого конденсатора. Наличие резистора в цепи истока реализует датчик влияния gi1 или gi2 на коэффициент передачи каскада и датчик влияния выходной ёмкости транзистора на его граничную частоту. Сопротивление этого резистора непосредственно определяет интегральную чувствительность датчика и глубину контура собственной компенсации. Предельным значением этого сопротивления для рассматриваемой технологии является участок цепи сток-исток транзистора с аналогичной проводимостью. При условии, что все транзисторы характеризуются активным режимом работы gi1, gi2, gi будут уменьшаться на величину статического коэффициента усиления () однотипных транзисторов, что как видно из (1) и (2), приведет к увеличению дифференциального коэффициента усиления при практически неизменном коэффициенте передачи синфазного сигнала. Действительно,.

.

.

где, ,.

Указанный подход к компенсации влияния gi1, gi2, gi приводит к применению «каскодных пар» на любом этапе преобразования сигнала. Из соотношения (3) и (4) следует, что указанная компенсация уменьшает также и параметрическую чувствительность анализируемых коэффициентов передачи.

Как отмечалось раннее, используемые преобразования уменьшают влияние выходных (сток-исток) емкостей КМОП-транзисторов. Аддитивность влияния указанных факторов приводит к следующему результату.

.

.

где с1, с2 — выходные емкости основного транзистора и его динамической нагрузки соответственно.

Именно поэтому граничная частота коэффициента передачи синфазного сигнала оказывается меньше.

При построении симметричных дифференциальных каскадов от строгой «каскодной пары» основных транзисторов в ряде случаев приходится отказаться (рис. 1).

Здесь каскодная динамическая нагрузка образована парами VT8, VТ12; VТ7, VТ11, режимы работы которых согласуются диодными парами VТ9, VТ13 и VТ10, VТ14. В этом случае.

; ,.

что несколько уменьшает действие компенсирующего контура для выходной проводимости VТ4.

Рис. 1 Симметричный дифференциальный каскад с каскодной нагрузкой

Результаты моделирования схемы на КМОП-транзисторах технологического процесса SGB25VD в среде моделирования Cadence Virtuoso приведены в табл. 1. Предварительно отметим, что структура двойного «каскода» позволила увеличить дифференциальный коэффициент усиления практически на порядок.

Рассмотренные меры не влияют на коэффициент передачи синфазного сигнала (2). Как видно из таблицы 1, для данной схемы эта величина остается недостаточной для решения основных практических задач в СФ блоках СнК.

Таблица 1 Сравнительная таблица дифференциальных каскадов.

Примечание: Ксн — коэффициент передачи синфазного напряжения, fгр_сн — граничная частота коэффициента передачи синфазного напряжения, Кд — коэффициент передачи дифференциального напряжения, fгр_д — граничная частота коэффициента передачи дифференциального напряжения, I0 — ток, протекающий в каждом из плечей каскада, Ic — ток потребляемый схемой, Iз — ток источника тока I, шина питания ±2,5 В, * шина питания ±3,5 В. полупроводник транзистор напряжение каскад.