Значение нефти и газа в народном хозяйстве страны возрастает с каждым годом. Именно поэтому партия и правительство уделяют большое внимание быстрому развитию добычи нефти и газа. В решениях ХХУТ съезда КПСС предусматривается довести добычу нефти (с газовым конденсатом) в 1985 году в объеме 620−645 млн. тонн. В 1985 году намечено довести удельный вес добычи нефти на комплексно-автоматизированных промыслах до 85−90 процентов. Необходимо снизить трудовые затраты на обслуживание одной скважины на 15−18 процентов.
Помимо ввода в промышленную разработку новых месторождений намечены значительное повышение эффективности разработок старых месторождений и стабилизация уровня добычи нефти на длительно разрабатываемых площадях. Значительно должна быть улучшена работа над действующим фондом скважин.
Одним из основных способов нефтедобычи является насосная эксплуатация нефтяных скважин. В настоящее время у нас в стране эксплуатируются свыше 65 тысяч нефтяных скважин и в простое находятся несколько тысяч.
В качестве электропривода станков-качалок глубиннонасос-ных установок ГУ используются АД мощностью 1,7 * 55 кВт. Эти электродвигатели получили широкое распространение благодаря простоте устройства и несложности обслуживания. В тоже время АД обладают существеиными недостатками: большими пусковыми токами и сравнительно малыми пусковыми моментами. После длительной остановки насоса пуск в работу АД происходит в особо тяжелых условиях из-за наличия большого момента трения всей системы. Величина момента трения достигает большой величины, особенно при эксплуатации пластов, сложенных рыхлыми, слабо сцементированными породами (особенно песками). В этом случае приза-бойная зона разрушается интенсивнее, часто образуются пробки. Нормальная эксплуатация скважины возобновляется лишь после очистки забоя от скопленного песка (пробки). Наиболее интенсивное поступление песка из пласта в скважину происходит в первые часы и сутки после пуска скважины в работу.
Следует отметить, что технология изготовления и качество глубинных насосов непрерывно улучшались и совершенствовались. Несмотря на определенные достижения в этой области, срок службы глубинных насосов почти не увеличивается. Основной причиной отсутствия роста службы глубинных насосов является непрерывное ухудшение условий их эксплуатации: увеличение глубины спуска насосов, форсирование отбора жидкости и связанное с этим возрастание скоростей откачки, а также пескообразования в скважинах. Поэтому важное значение приобретают возможные мероприятия эксплуатационного характера, позволяющие продлить срок службы насосов и уменьшить потери отбора жидкости из скважин, связанные с износом насосов.
Одним из таких мероприятий является использование запаса производительности 1У. Сущность этого метода заключается в том, что производительность ГУ, превышающая дебит скважины, предусмотренный технологическим режимом, используется для компенсации утечек жидкости через зазор плунжерной пары насоса, увеличивающихся по мере его износа. Как показывает опыт, благодаря применению этого метода заметно уменьшаются потери отбора жидкости, связанные с износом плунжерной пары, и увеличивается время пребывания насоса в скважине, что увеличивает межремонтный период насоса
При добыче нефти из обводненных пластов применяется метод форсированного отбора жидкости. Постепенное плавное увеличение отбора жидкости увеличивает эффект этого метода.
При введении новых скважин и дальнейшей их эксплуатации требуется проведение систематических исследований с целью определения оптимальных режимов работы ГУ.
Все вышеуказанные задачи могут быть наилучшим образом разрешены путем применения регулируемого электропривода ГУ.
В настоящее время режим работы штанговых ГУ регулируется изменением длины хода плунжера насоса путем перестановки пальцев на кривошипе или же изменением числа ходов при помощи сменных шкивов на валу приводного электродвигателя. Необходимость остановки станка-качалки для осуществления указанных операвдй приводит к потере добычи нефти. Иногда при длительных остановках станка-качалки образуются песчанные пробки, заклинивание плунжера и другие неполадки, требующие дополнительных ремонтных работ. Следует отметить, что при изменении хода плунжера нарушается уравновешенность станка-качалки, для восстановления которой необходимы дополнительные затраты времени и труда.
При применении плавного регулируемого цривода станка-качалки вышеуказанные недостатки будут отсутствовать. Регулируемый привод ГУ можно создать на основе механической и электрической систем.
К механическим системам регулирования относятся быстросъем-ные шкивы и поворотные салазки, приспособления для изменения длины хода плунжера и цривод с фрикционным вариатором. Быст-росъемные шкивы, поворотные салазки и другие приспособления не нашли широкого распространения на практике вследствие своего несовершенства [47]. Фрикционные вариаторы наряду со своими общеизвестными положительными качествами имеют существенный недостаток — неравномерность износа фрикционных тел, что резко уменьшает их долговечность [32] .
Электрические системы регулируемых электроприводов ГУ могут быть осуществлены на постоянном и переменном токах. В настоящее время разработаны и выпускаются промышленностью тиристорные выпрямители. Тем не менее регулируемый привод ГУ на постоянном токе не нашел применения, так как электродвигатели постоянного тока сложны и требуют к себе много внимания. На нефтепромыслах условия работы для электродвигателей являются крайне тяжелыми (взрывоопасность, загрязненность, круглосуточная работа, переменная нагрузка, открытая среда).
Исходя из характера нагрузки и условий работы регулируемый электропривод ГУ должен удовлетворять следущим основным требованиям:
1. Иметь надежные бесщеточные взрывобезопасные электродвигатели .
2. Иметь большой пусковой момент (не менее 3-х кратного значения).
3. Обеспечивать невысокую кратность пускового тока (не более 3-х кратного значения).
4. Обеспечивать плавное регулирование частоты питающего напряжения электродвигателя в пределах 1:20.
5. Обеспечивать синусоидальность тока электродвигателя.
6. Обеспечивать изменение питающего напряжения в функции частоты по любому закону.
7. Устранить влияния субгармонических колебаний напряжения, характерных для нефтепромысловых сетей.
8. Иметь относительно простое управление и надежную систему электропривода.
9. Иметь высокие энергетические и экономические показатели,
В [77] предложено применение регулируемых асинхронных приводов со статическими преобразователями в нефтяной цромыш-ленности, при этом показаны цреимущества TIH с ШМ, который имеет высокий и практически постоянный коэффициент мощности (0,95) во всем диапазоне регулирования частоты вращения, что является определяющим для нефтепромысловых сетей, коэффициент мощности которых находится в пределах от 0,4 до 0,7 [32,47]. У инверторов тока и напряжения коэффициент мощности падает соответственно в ~ 10 и 2,6 раза (при диапазоне изменения частоты 1:4). Возможность применения TfH непосредственно в приводе станков-качалок ГУ указана в [43]. Таким образом, всем вышеуказанным требованиям отвечает частотно-регулируемый асинхронный электроцривод на базе ТПЧ с синусоидальной ШИМ.
Особые высокие экономические показатели могут быть получены при применении такого электропривода на многодебитных и среднедебитных скважинах, для плавного запуска ГУ, цреодоле-ния песчанных пробок и промысловых исследований цри установлении оптимальных режимов откачки жидкости. Эти ТШ могут быть установлены на передвижных средствах. Важным црешадест-вом этого решения является возможность после выполнения вышеупомянутых операций использования этой установки на другой скважине .
Существенный вклад в разработку и исследование ТПЧ с ШИМ внесли А. С. Сандлер, Г. В. Грабовецкий, Т. А. Глазенко, В. А. Лабунцов, Е. Н. Усышкин, Г. С. Зиновьев, Ю.М. 1усяцкий, Л. Абрахам, К. Хейман, А. Шенинг, В. Мак-ОДурри, Б, Мокрицки и другие советские и зарубежные ученые.
Однако системы, включающие ТПЧ с синусоидальной ШИМ, изучены недостаточно. Отсутствие математических моделей и методов расчета динамических режимов работы частотно-регулируемого асинхронного электропривода на базе ТПЧ с синусоидальной ШИМ ограничивает возможность создания высокоэффективных электроприводов для цромышленности.
Вышеуказанное определяет актуальность работы, связанной с комплексным исследованием системы «ТПЧ с синусоидальной ШИМ-АД» и разработкой указанного привода применительно к станкам-качалкам 1У.
Целью работы являются исследование и разработка методов расчета статических (энергетических) и динамических режимов работы частотно-регулируемого асинхронного электропривода на базе ТПЧ с синусоидальной ШИМ и применение его для регулирования числа качаний станка-качалки 1У.
Основные задачи диссертационной работы сводятся к сле-дущему:
1. Гармонический анализ формы кривой выходного напряжения инвертора с синусоидальной ШИМ.
2. Исследование влияния не синусоидальной формы 1фивой напряжения инвертора с синусоидальной ШИМ на энергетические показатели АД.
3. Разработка методики расчета и исследование динамических режимов АД при питании его от ТЕН с синусоидальной ШИМ*
4. Разработка методики расчета параметров силового фильтра, установленного на входе инвертора с синусоидальной ШИМ.
5. Исследование замкнутой САР асинхронного электропривода с инвертором с синусоидальной ШИМ.
6. Разработка и создание опытно-промышленного образца частотно-регулируемого асинхронного электропривода станка-качалки ГУ на базе ТПЧ с синусоидальной ШИМ.
7. Расчет потерь в частотно-регулируемом АД привода станка-качалки 1У.
8. Расчет энергетических затрат цри частотно-регулируемом электроприводе станка-качалки 1У.
9. Экспериментальные исследования частотнорегулируемого асинхронного электропривода станка-качалки ГУ на действующей скважине.
10. Расчет технико-экономической эффективности частотно-регулируемого асинхронного электропривода станка-качалки ГУ.
ШВА I. ГАРМОНИЧЕСКИЙ АНАЛИЗ ФОРМЫ КРИВОЙ ВЫХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЙ ИНВЕРТОРА С СИНУСОИДАЛЬНОЙ ШИМ
При применении метода ШИМ в тиристорных преобразователях модуляция осуществляется путем управления интервалами проводимости силовых тиристоров. Положение на временной оси моментов начала и конца импульсов, из которых формируется кривая выходного напряжения инвертора, оцределяется путем сравнения двух сигналов: развертывающего, который представляет собой переменное напряжение высокой частоты, и синусоидального модулирующего напряжения. В качестве развертывающего напряжения можно применять двухполярное пилообразное напряжение и дцух-полярное симметричное напряжение треугольной формы. Этот метод широко применяется в инверторной технике. Моменты переключения тиристоров соответствуют моментам времени, когда мгновенные значения модулирующего и развертывающего сигналов равны. Середины импульсов выходного напряжения размещаются по оси времени неравномерно, в зависимости от формы модулирующего сигнала.
Вопросу анализа формы кривой напряжения с синусоидальной ШИМ посвящен ряд работ советских и иностранных авторов.
В работе [48] приводится аналитическое выражение для выходного напряжения трехфазного инвертора при црименении пилообразного развертывающего напряжения.
В работах [71,87] исследуется гармонический состав выходного напряжения трехфазного инвертора с ШИМ, применяемого для питания АД. Рассматривается система, в которой в качестве модулирующего напряжения используется синусоида, а напряжение развертывающего сигнала имеет симметричную треугольную форму. Спектр выходного напряжения инвертора с двухполярной ШИМ представлен графически в работе [87]. Он содержит основную гармонику с частотой модулирующего напряжения Я, высокочастотную составляющую с частотой развертывающего напряжения СО, а также комбинационные гармоники с частотами (со±2Я), (2сд±Я)и (2со±ЗЯ). основная гармоника с частотой Sс и высокочастотные гармоники с частотами (со ± 2Q) и (2со? Я) создают круговые поля. Высокочастотные гармоники с частотами СО и (2 СО £ЗЯ) создают неподвижные поля. При отсутствии нулевого провода в токе содержатся только круговые гармоники, создающие вращающееся поле.
Аналитическое выражение вышеуказанного спектра представлено в работе [71]. При этом делается вывод, что у нечетных гармоник развертывающего сигнала существуют только боковые полосы четных порядков, а у четных гармоник — только полосы нечетных порядков.
Ниже будет показано, что спектр выходного напряжения инвертора, представленный в работах [71,87], будет точно отражать реальный спектр лишь при условиях, когда? = Jr Ъ24 и смещения переднего и заднего фронтов импульса можно считать равными.
При меньших значениях & g 24 (6 ~8 -г /2) в спектре выходного напряжения инвертора гармониками порядка (со ± Я), (2СО? 2 Я.), а также второй гармоникой нельзя пренебрегать, так как их амплитуды достигают существенной величины.
Вторая гармоника экспериментально была обнаружена в спектре выходного напряжения инвертора [бб] .
Рассмотрим вывод аналитического выражения для выходного напряжения инвертора с двухполярной синусоидальной НИМ при условиях, когда ё > б и смещения переднего и заднего фронтов импульса не равны.
I.I. Синусоидальная ШИМ при симметричном дщухполярном треугольном напряжении высокой частоты
Для нахождения гармонического состава выходного напряжения инвертора с синусоидальной ШИМ воспользуемся методом деформации периодической последовательности прямоугольных импульсов [2в]. Первый этап решения задачи сводится к подбору деформирующих функций Tf и % и в подстановке их в тригонометрический ряд периодической последовательности прямоугольных импульсов.
Второй этап решения задачи сводится к преобразованию полученного ряда" В результате такого преобразования получается новый тригонометрический ряд, который и будет искомым спектром напряжения с синусоидальной ШИМ.
При модуляции смещаются оба фронта импульса. Если у немодулированного импульса передний фронт соответствует моменТ ", 7″ ту — 7, а заднии — моменту + j, то для модулиро
Т г П ванного импульса [26J эти моменты будут (рис. 1.1): = - J — 9 cos 91 и г
Г, Ш
Г Г 1 0
L T J + cut
L———
Рис. I.I. Модулящя фронтов импульса
8eosS (t*rs), где в — наибольшее смещение фронта, COs9t — модулирующая функция,
— длительность модулированного импульса Bcos9t + 9cos9(t+Zs) d. D
Из выражения (I.I) видно, что длительность импульса определяется из решения трансцендентного уравнения. Для получения в явной форме для Т^ заменим в (I.I) Z^ в аргументе косинуса его значением по (I.I). В последнем аргументе косинуса величиной Zs пренебрежем, что даст следующее решение для ^ с достаточной точностью (1,5 $) [30] :
Г3 = jf-ffcosQt+9cos8(t +BcosQt +0co$ 9t)= (I<2) =l+9cos9i tBcos (Qt * f+22BcosQt)
Разложение в ряд Фурье смодулированной последовательности импульсов (рис. 1.2) имеет следующий вид /26 ]: где Е ~ высота импульсов,
Т' - длительность импульсов,
— частота следования импульсов.
Запишем выражение для модулированного напряжения. Для этого в уравнении (1.3) для смодулированного сигнала заменим а
1 Uj 1
77 ч о* 77 4 cut
Рис. 1.2. Смодулированная последовательность прямоугольных импульсов
Т ъа (T2~Tf), чтобы учесть смещение фронтов импульса при модуляции, во-вторых, учитываем смещение центра импульса относительно тактовой точки, т. е. t заменяется на
При этом получаем выражение для модулированного напряжения ст3[, г? 2sin. к со -4 т,+т2 7
2.
Заменяя произведение синуса и косинуса, и подставляя Тсо — 2*Ж, получаем следующее выражение
Sin m (tTjJ d .5)
K-i
CO 2Jc @
Подставляя значения ?3, & = ft" * & ~ «jг и Л/ =r получим 4 Y 4
-§ gUm[rnt — f- «fa, s ($t+f+ftosQi)]
Чтобы перейти от модулированного напряжения прямоугольных импульсов положительной полярности к модулированное напряжению прямоугольных импульсов переменной полярности необходимо, во-первых, из выражения (1.6) вычесть постоянную составляющую jf-, во-вторых, чтобы сохранить высоту импульсов Е, необходимо выражение (1.6) удвоить.
При этом получаем следующее выражение для напряжения двухполярной синусоидальной ШИМ:
U = |У cos 2t + Ш cos (St +f+ ^cosQt) +
K-1 stn[mt-f-cos (9t+f+^coS9t)] a.?)
Рассмотрим функцию ^ C0S (2t+g +^WSPt): cos (gt+Z+ mCos9t) = Mcos (9t+f)cos (^m9t)-sm (9t *f)s (v (^cos9tj = =if /¦/) eos[f sin (§-&)
— sift (Qt +§) Sin[f?sin (•f — fft)]
1.8) функции cos[fsm (§-9t)]u ei"^sin (§-2tj раскладываются в ряды Бесселевых функций первого рода по следующим формулам[ 20]:
С учетом формул (1.9) выражение (1.8) преобразуется при * - е. л/ш1, ' .г (&-) = 0,033 и Sin Яя & • 4 4 '
§*>s (2t +j)[jc (f!) (^f)eos (jr-?fft) — Мsin (9t+fj 2J, (§-2t) = =p0fff)cos (9i +f)+fJe 2 cos (291 • aos (St +f)-p, (~)2sin (9t +f)cos9t =
Jj^)cos (Qt+p + M0,016[cos (Qt -*-fj+ (3Qtx+f)]- ff*[sm (2Qt +Sin f J = i. io)
При стрешгении 4> к бесконечности выражение (I.IO) будет стремиться к ?02Qt
Первая гармоника выходного напряжения инвертора будет равна: fasSi +§ jc (M)eos (2i+f) = =? [eosQt +jo (*M)eos (Qt + &)]
Учитывая то, что
A1 cos (9-t +%) ± A? C0S (Qt + = A sin (2t+y>). где A=^A?+A*±2A1A2cos (q>z-yi) (1.32)
А, соЩ ± A2cos
AfSing>f ± Az sin% выражение (I.II) принимает следующий вид: f[cos9t +JJ-^)cos (Qi + f)] = =J // +Jf (f) t2Ja (f)cosf Sin (Qt-h
(I<:
J3) 4 где v J0(f)mf
В таблице I. I приведены коэффициенты, необходимые дня расчета амплитуды первой гармоники напряжения (А) и фазового угла <�§ .Из таблицы I. I видно, что величина амплитуды первой гармоники равна:
А=М30(тр <1Л4>
На рис. 1.3 приведены зависимости амплитуд первой и второй гармоник напряжения инвертора и постоянная составляющая в функции ё при М =1.
Из рис. 1.3 видно, что при 6 =6 амплитуда первой гармоники напряжения инвертора (кривая I) существенно уменьшается и составляет 93,4 $ от максимального значения. Величина амплитуды второй гармоники (кривая 2) цри? =6 составляет 12,5 $. При увеличении величины ё значение амплитуды первой гармоники напряжения растет и цриближается к максимальному значению, величина же амплитуды второй гармоники плавно уменьшается и достигает 4% цри величине
Таблица I. I Амплитуды первой гармоники напряжения, А, фазовые углы (р, и их составляющие в зависимости от <�§
6 ЯМ 6 Mr) «• & smj cos $ б, А 9
6 0,523 0,933 0,5 0,866 0,934 — 75,5°
8 0,392 0,962 0,382 0,924 0,962 — 79°
10 0,314 0,976 0,309 0,951 0,976 — 81°
14 0,224 0,988 0,222 0,975 0,988 — 83,7°
18 0,174 0,993 0,173 0,985 0,993 — 85°
20 0,157 0,994 0,156 0,988 0,994 — 85,5°
Рис, 1.3. Зависимости амплитуд первой и второй гармоник напряжения и постоянной составляющей в функции? при М = I
Третий член вщ>ажения (1.7) определяет высокочастотные гармоники напряжения, возникающие при деформации переднего фронта импульса. mt + ?+)= = pf 1 fsin (xcot + !g) cos (?fl e*St)+
C0S (K0)t + sin. oosQt)] = = fl i [sin (Kcot+ f) l30(
Се/ jr) cos («cot + &±St)~
— (*M)stn (/(cot + f±2Qt) 3 (^)cos (Kcot +f± 3Qt) + ¦¦¦] (1.15)
Четвертый член выражения (1.7) определяет высокочастотные гармоники напряжения, возникающие при деформации заднего фронта импульса. Учитывая выражение (1.10) и обозначая
КХгМг Г клм 7 можно написать
-§ z?sin № - f- *rcos (ai+f]= isin[mt+f-f-Gcos (Qt+f) + + Fsin (2Qt+f)] (1Д6)
При пренебрежении гармониками, амплитуда которых не превышает Ъ%9 и учитывая то, что 6 = 8 и М «I, выражение (I.I6) принимает следующий вид (вывод приводится в цриложе-нии I): Lsinht + T — f- - + g)+FsiH (2Qt +f) =
К=7
— § t (&) («ы+f-f) + tc*l
— ftizm&M^+f
Учитывая то, что [20]
A, Sin (Qt + %)± Azsiri (Qt+g>2) = A sin (Q±+), где
А + ± 2А, Аяос*(9>Л-%) A, cosy, ±A2cos
§ t I Je (^м* №mm ¦
Xsf Kaf sin (mt + -JJF)J0(6)sin (xcot t EI- - f)}-=||- JK<-2BaCMf-><*) sin (mi * %). «-IB) где
X (*f)> C,=J0(F)JJG),
О КЯ S> ~ sFJT
Bbcosf-C0cos (f-f)
Аналогично определим выражение для составлящих боковых полос порядка (±2), возникающих вокруг сигнала развертывающей частоты и его гармоник
§ 2 ^[UmMxcott2Qb^t f-f)
MTst
-i (^)sin (mt ±2Qi * fj]=
-§ ii cos (f± %-«*) ¦
K*< I Sin («cs=j0(F)(a), (i.i9)
B2Sinf-C?$in (ftf-f)
B2cosf-CMf±?-f)
Учитывая формулу (1.12), определим выражение для составляющих боковых полос порядка (- /), возникающих вокруг сигнала развертывающей частоты и его гармоник nm^^ttQt+f),
Н-1 L
J0(F)JS)cos (mttSU f+f — f)] = f | i. ¦Sin (/cat tQt-ьЩ) rae Bf=Jf («KM), Ci=J0(F)J1(G) > tt.20) BtCosf + CiCos^tf-f) *** Blsinf + ClSin (ftf-f)
Формулы (I.I8), (I.I9) и (1.20) можно объединить. Для учета чередования знаков перед членом
2&nCncos (f±^-^)
§ ё введем коэффициент cos ПХ. Для выходного напряжения инвертора можно написать =MJ,(f)Esm (Qt +
К-1 п=0
• уВ* + С"2−2bnCncosпггcosf-«*)
• si*, prat ±nQt + %), «.2D где 0- C» = J0(F)Jn (ejпри 7Z — 0, 2,.. .
S/, cosf-C"coS (f±f-f)
1.22) при П = I, 3,.. .
Bncosf+cMfif-f) hm =—2-— nSinf+Cnsm (ftf-f) (1.23)
При значениях? ^ 10 коэффициенты Вп и С^ отличаются незначительно. По формуле (I.2I) были произведены расчеты гармоник напряжения для? = 10 при C/l=J0(F)Jn (G) и ^ КяМаJ ^ Разница между амплитудами гармоник была менее I%. Таким образом, при <& «10 можно считать, что /? 7 /хлгМ)
При формула (1,21) упрощается =MEsin (Qt+9>) — ^ + ——A Z^ к-1 tt-0 cosn*cos (g± ff) •
•Sin (/{СОt tnQt + fJ, (1.25) где при 71 =s 0, 2,. .. при П = I, 3,.. .
Sin f + Ш (JES± &-Гf) (1.27) 2
В таблице 1.2 приведены амплитуды гармонических составляющих выходного напряжения трехфазного инвертора при различных значениях величин М и й>
Данные, использованные при расчете этой таблицы, взяты из таблиц приложения П1.
В спектре выходного напряжения инвертора имеются гармоники двух видов. К первому виду относятся гармоники порядка (6 ±2) Ta (2&±i), амплитуды которых практически не зависят от 6 (рис. 1.4). Сведения об этих гармониках напряжения приведены в работах [71,87].
К второму виду относятся вторая гармоника и гармоники порядка к (&- 11), амплитуды которых зависят от ё и уменьшаются по мере увеличения ё (рис. 1.5 и рис. 1.6). При изменении ё в реальном диапазоне (^ = 8 + 20) амплитуды ч,. • гармоник имеют существенную величину и пренебрегать ими нельзя. Так, например, величина амплитуды гармоники при 6 «20 и М =1 равна 6,4 $, а при 6 = 8 и М = I достигает 17,9 $ (см. табл.1.2).
При значениях б? 24 амплитуды гармоник порядка ± 1) не превышают 5 $ и с увеличением <�§ приближаются к нулю. В этом случае в аргументе косинуса можно пренебречь составляющими, зависящими от ё. Принимая во внимание следующие соотношения:
Таблица 1.2
Амплитуды гармонических составляющих напряжения трехфазного инвертора в зависимости от величин М и м 6 и2 Щн У&-+2 U6−2 игач ^¦26.*-2 и2е-г
1 2 3 S 6 7 8 9 10 11
8 0,098 0,179 0,097 0,272 0,286 0,18 0,189 0,146 0,081
10 0,078 0,139 0,084 0,289 0,297 0,18 0,185 0,115 0,071
I 12 0,065 0,113 0,075 0,305 0,309 0,181 0,184 0,097 0,064
16 0,049 0,08 0,06 0,31 0,313 0,183 0,184 0,07 0,052
20 0,039 0,064 0,05 0,314 0,315 0,184 0,184 0,054 0,043
24 0,033 0,05 0,042 0,315 0,316 0,184 0,184 0,045 0,037
8 0,063 0,151 ОД 0,199 0,205 0,302 0,311 0,125 0,086
10 0,050 0,117 0,085 0,205 0,208 0,308 0,313 од 0,073
12 0,042 0,097 0,074 0,212 0,214 0,312 0,315 0,083 0,064
0,8 16 0,031 0,07 0,058 0,216 0,216 0,314 0,315 0,06 0,05
20 0,025 0,055 0,048 0,217 0,218 0,315 0,315 0,048 0,041
24 0,021 0,046 0,039 0,218 0,218 0,315 0,316 0,04 0,035
Продолжение табл.1.2 г 3 4 5 е 7 6 9 10 11
8 0,035 0,114 0,09 0,117 0,119 0,358 0,364 0,088 0,071
10 0,028 0,089 0,074 0,123 0,124 0,362 0,362 0,069 0,059
0,6 12 0,023 0,075 0,064 0,126 0,127 0,366 0,367 0,057 0,05
16 0,018 0,055 0,049 0,128 0,129 0,367 0,368 0,043 0,038
20 0,014 0,043 0,04 0,129 0,129 0,368 0,369 0,034 0,031
24 0,011 0,036 0,034 0,13 0,13 0,369 0,369 0,028 0,026
8 0,016 0,078 0,071 0,056 0,057 0,319 0,321 0,045 0,041
10 0,013 0,062 0,057 0,055 0,056 0,322 0,323 0,035 0,032
12 0,010 0,052 0,048 0,059 0,059 0,323 0,324 0,029 0,028
0,4 16 0,008 0,038 0,036 0,06 0,06 0,325 0,325 0,022 0,021
20 0,006 0,031 0,03 0,06 0,06 0,325 0,325 0,018 0,017 а 24 0,005 0,026 0,024 0,06 0,06 0,326 0,326 0,015 0,014
Продолжение табл. 1.2 г 3 4 5 6 7 8 9 fO //
8 0,004 0,042 0,041 0,019 0,019 0,187 0,188 0,011 0,01
10 0,003 0,031 0,03 0,019 0,019 0,188 0,189 0,01 0,01
0,2 12 0,003 0,026 0,026 0,02 0,02 0,189 0,189 0,008 0,008
16 0,002 0,019 0,019 0,02 0,02 0,19 0,19 0,006 0,006
20 0,001 0,016 0,015 0,02 0,02 0,19 0,19 0,005 0,005
24 0,001 0,013 0,013 0,02 0,02 0,19 0,19 0,004 0,004
OA 0,3 0, Z
0,i 0
Ищ±п ll±i
Щ/
Л
0 0, Z 0,4 0,6 0,8 ¦ 1,0 M
-I
Рис" 1.4. Зависимости амплитуд гармоник напряжения порядка (6 ±2) и (2ё ±1) в функции М л UK (E±l)tU2 ол 0,16 од 0,06 О fib о
О 0, Z о, А 0,6 0}8 1,0 М
Рис .1.5. -Зависимости амплитуд второй гармоники напряжения и гармоник порядка х (б ±1) в функции М при ё = 8
0,2
0,16 о, а 0,08 0,04 О
UK (e±i), Uz си
Е+1 IT" ч
21−2 2Ы
О ол Oxk 0,6 0,6 i, 0 м
Рис. 1.6. Зависимости амплитуд второй гармоники напряжения и гармоник порядка 'К (6 ± 1) в функции М при? = 12
Sin пя sin к я — О
COS at COSjB — sin ОС St*l j3 = C0S (°? +J3J //
-)/l-COScC -{z Sin T> упростим подкоренное выражение формулы (1.25) j/1-COS 72Л COSKJT — l-COSnvrcosKF + Q = f
CO$n% COSATJT + Sin ПЯ sin /СЯГ
— j]jl — (cos ПЖ COS/CJT — sin nx silt Xtf) -= У j — COS (n+K)X = -ft Sin jft ^ ~ J (1.28)
Учитывая соотношение (1.28), выходное напряжение инвертора (1.25) при d > 24 можно представить следующим образом
К-1 п=0
1.29) Sin (xcot tnQt + fJ, pcin^E где при П = 0, 2,. .. — ™ 2 .
OrecZl при =1,3,. =—^ (1.30)
Из условий (1.30) определены значения величин фазового угла для различных п и к (табл.1.3)
Таблица 1.3
Значения величин фазового угла угп для различных п и X п п= 0, 2,. .. п = I, з,. .. к I 2 3 4 I 2 3 4
Ш/ 2 0 -ЯГ/2 0 0 St/2 0 -Ж/2
Выражение для выходного напряжения инвертора (1.29) полностью совпадает с формулой, приведенной в работе [71] .
При этом в работе [71J не приводятся условия, ограничивающие область применения формулы (1.29). Нами установлено, что применение этой формулы возможно лишь при условии S >24. Как было указано выше, в реальном спектре выходного напряжения инвертора при меньших значениях 6 (<�э = 8 + 20) величины амплитуд второй гармоники и гармоник порядка имеют существенную величину и ими нельзя пренебрегать.
Для расчета спектра выходного напряжения инвертора при <5=8 необходимо применять выражение (I.2I), а при изменении <�§ в интервале от 10 до 24 — выражение (1.25).
Величины амплитуд гармоник напряжения являются функциями Бесселя первого рода. Для удобства расчета величины амплитуд гармоник напряжения представлены посредством более простых функций с погрешностью не более 1,5%: / sin aSМ>
U — 0,32М* (I.3I)
0,37 Sin 2,63
J™* и = ^^ sin 2,1 (Ы-0,1)
Гармоники напряжения с частотой, кратной развертывающей частоте, образуют нулевую последовательность напряжений. Комбинационные гармоники с номерами ' (/С6 ± Зт) при
77 = О, I, 2, 3,.. ¦ также образуют нулевую последовательностьгармоники с номерами (кб ±-Зт+1) — пряцую последовательность, при (/С<§- ± дт-1) — обратную последовательность [48,8?] .
Фазные напряжения в системе без нулевого провода отличаются от аналогичных напряжений при наличии нулевого цровода отсутствием гармоник нулевой последовательности"
ВЫВОДЫ
1. При частотном пуске АД станка-качалки ГУ пусковой момент превышает трехкратное значение. Это позволило заменить специальный АД с повышенным пусковым моментом типа А0П2−62−4 (17 кВт) на АД обычного исполнения типа А02−52−4 (10 кВт)•
2. Показано преимущество применения ТПЧ с ШИМ по сравнению с ТПЧ со ступенчатой формой напряжения. Так, например, при частоте т) = I относительные превышения полных потерь в обмотках АД соответственно составляют 15,9 $ и 32,3 $.
Применение ТПЧ в приводе станка-качалки ГУ позволяет сгладить график кривой нагрузки, в результате чего уменьшается значение величины коэффициента формы кривой нагрузки. Установлено, что чем больше значение величины коэффициента формы кривой нагрузки до применения ТПЧ, тем в большей степени уменьшаются общие потери энергии после применения ТПЧ. При нахождении значений коэффициентов формы кривой нагрузки в пределах от 1,2 до 3 общие потери энергии после применения
ШЧ в среднем уменьшаются на 25%.
3. Разработан, создан и внедрен на действующей скважине опытно-промышленный образец TIH с ШИМ для управления АД станка-качалки 1У. Применение частотно-регулируемого асинхронного электропривода позволяет осуществлять частотный пуск АД, плавное регулирование числа качаний станка-качалки от величины 5 кач/мин до 15 кач/мин. В результате плавного изменения числа качаний станка-качалки ГУ от 5,1 кач/мин до 10 кач/мин межремонтный период глубинного насоса увеличился на 81,4 $, а цроизводительность ГУ увеличилась на 12,7%.
Экономический эффект от внедрения указанной системы на одной скважине составляет 3950 руб. Акт внедрения прилагается в приложении П. 6.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
На базе проведенных теоретических и экспериментальных исследований системы «ТПЧ с синусоидальной ШИМ-АД», а также применения указанной системы в электроприводе глубиннонасосной установки в нефтепромысловых условиях получены следующие основные результаты исследований:
1. Проведен комплекс исследований, посвященных теоретическим и экспериментальным вопросам системы «ТПЧ с синусоидальной ШИМ-АД» с применением современных методов математического моделирования и вычислительной техники в рамках темы «Разработать комплекс тиристорных электроприводов переменного и постоянного тока общепромышленного назначения и разработать предложения по их применению в отраслях цромышленности» (по проблеме ГКНТ 0.0I.II. задание 02.03.Н).
2. Установлено, что в реальном спектре выходного напряжения инвертора при изменении 6 в интервале от 8 до 24 величины амплитуд второй гармоники и гармоник порядка имеют существенную величину и ими нельзя пренебрегать. Для расчета спектра выходного напряжения инвертора при 6=8 и при изменении S в интервале от 10 до 24 предложены аналитические выражения.
3. Установлена аналитическая связь между выражениями для напряжений при однополярной и двухполярной ШИМ.
4. Определены выражения для повышения потерь в соцротив-лениях статора, ротора, общих потерь в обмотках, КПД, допустимого тока первой гармоники АД при питании его симметричным напряжением с синусоидальной ШИМ при регулировании относительной частоты Э в диапазоне Э — 0,1 * I.
5. Сравнительный анализ вышеуказанных величин для случаев питания АД от источников с синусоидальной ШИМ и прямоугольно-ступенчатой формой напряжения показал преимущества источника с синусоидальной ШИМ по всем показателям, причем величины этих показателей по мере уменьшения выходной частоты приближаются к значениям величин, которые они имеют при питании АД от источника синусоидального напряжения.
6. Выражения для выходного напряжения инвертора с сину-совдальной ШИМ приведены к виду, удобному для решения динамических задач частотного пуска и торможения АД, реверса, при переходах от одной частоты к другой, сброса и наброса нагрузки.
7. Дается методика расчета параметров силового фильтра, установленного на входе инвертора с синусоидальной ШИМ, с учетом требований отсутствия резонансных перенапряжений на конденсаторе фильтра, субгармоник и компенсации реактивной мощности двигателя. Показана важность правильного выбора волнового сопротивления фильтра J>~^L/C .
8. Разработаны цифровые модели систем частотно-регулируемого асинхронного электропривода с синусоидальной ШИМ с учетом параметров фильтра, формы напряжений выпрямителя и инвертора для исследования электромеханических переходных процессов при работе как по разомкнутому, так и по замкнутому циклу.
Установлено, что при частоте Р = I удовлетворительный режим работы АД с точки зрения колебаний тока и момента имеет место при условии & -co/Q = 12, в то время как при 6 = 6 эти колебания становятся недопустимо большими как в переходных, так и в установившихся режимах.
Выявлено, что при частотном пуске АД закон изменения ё желательно изменять по следующей зависимости 6 = 48 — ЗбР, при этом величины возникающих пульсаций в кривых тока и момента не выходят за пределы допустимых значений, потери в АД и на переключения тиристоров минимальны. Закон ё = 48 — 36р также справедлив и в области низких частот (0 < J> < 0,3), несмотря на соизмеримость амплитуд первой гармоники напряжения и гармоник с номерами (6 7 I).
Бьга получен закон изменения частоты для частотного пуска АД, обеспечивающий оптимальные условия пуска, при котором кратность максимального тока составляла 3,3, а максимальный момент не превышал 3-х кратного значения. Сравнительный анализ показал, что при частотном пуске АД уменьшаются пики тока (1,8 раза) и момента (1,5 раза) по сравнению с прямым пуском АД.
При исследовании цифровой модели САР с отрицательной обратной связью по частоте вращения АД было установлено, что САР устойчива при изменении глубины обратной связи (I +J>K) от О до 12.
САР оказалась достаточно эффективной, так, например, при сбросе нагрузки от М — Ми до величины М = 0,2 Мн и г при набросе нагрузки от М = 0,2МИ до частота вращения АД в разомкнутой системе изменилась на 12 $, в то время как для замкнутой системы эта величина составила 2 $.
9. Применение ТПЧ с синусоидальной ШИМ в приводе глубинно-насосной установки дает значительные преимущества, связанные с большим пусковым моментом АД (3,5 Мн) при невысоких кратноетях пускового тока (3 Зн), что позволяет значительно снизить требуемую мощность АД (на 40 $) цри сохранении требуемого пускового момента и повысить коэффициент загрузки АД, коэффициент мощности и КПД. Общие потери в линии, АД и ТПЧ в среднем уменьшаются на 25 $ по сравнению с существующим цриво-дом цри условии, что коэффициент формы нагрузочной 1фивой лежит в диапазоне от 1,2 до 3.
Разработанный и изготовленный опытно-промышленный образец ТПЧ с синусоидальной ШИМ для привода глубиннонасосной установки внедрен на действующей скважине НГДУ «Орджоникидзе-нефть» .
Регулирование частоты вращения АД позволяет плавно изменять число качаний станка-качалки, тем самым увеличивается производительность глубиннонасосной установки по мере износа насоса, что приводит к увеличению добычи нефти на 12,7 $ и межремонтного периода работы насоса на 81,4 $.
Экспериментальные исследования и опытная эксплуатация показали его работоспособность. Были сняты осциллограммы частотного пуска АД станка-качалки, режимов работы АД в системе с обратной связью по активному току и без нее. Из осциллограмм видна эффективность применения обратной связи по активному току АД, так как при этом сглаживается график нагрузочного тока, т. е. уменьшается коэффициент формы Кф. Акт внедрения прилагается к диссертации.
Экономический эффект от внедрения указанной установки на одной скважине составляет 3950 руб. в год.
По теме диссертации опубликованы 16 научных трудов и сделаны 7 научных докладов на всесоюзных и республиканских конференциях.
