Методы снижения погрешностей и повышения рабочей частоты

В большинстве ЦВС используется достаточно высокая (10… 14) разрядность ЦАП, что обеспечивает уровень высших гармоник в выходном сигнале не более −20…−15 дБ. При этом снижается также уровень дискретных компонент спектра вблизи несущей, появляющихся в случае дробности числа: М = R/kf.

В ЦВС мешающие дискретные ПСС в рабочей полосе частот возникают в результате помех дискретизации фазы по времени и по уровням, из-за дробности заполнения НКФ, из-за дискретизации выходного мгновенного значения по уровням в ПК и ЦАП, а также из-за паразитных явлений в цифроаналоговых преобразователях ЦАП при неидентичности параметров разрядов.

Разработаны многочисленные способы коррекции мешающего действия такого рода явлений:

• 1) специальный выбор шага дискретизации по уровням;
• 2) индивидуальная калибровка и выравнивание уровней срабатывания ключей в ЦАП и качества переходных процессов;
• 3) использование двух или трех ступеней выборок из выходного сигнала ЦАП, исключающих влияние начального процесса после переключения;
• 4) использование двухмодульных делителей частоты N/(N+) в составе схемы формирования опорного колебания для улучшения соотношения между выходной и тактовой частотами при некоторых неблагоприятных соотношениях указанных частот;
• 5) введение в младший разряд ЦАП псевдослучайной последовательности для расширения спектра ПСС;
• 6) увеличение периода повторения ошибок дробности использованием более длинной псевдослучайной последовательности;
• 7) стохастизация (рандомизация) выходных сигналов ЦВС и др.

Способы 1 — 4 снижают величину погрешностей дискретизации, а способы 5 — 7 приводят к тому, что спектральная плотность мощности сосредоточенных по частоте ПСС распределяется более равномерно, приближаясь к уровню шумовых составляющих.

Основные ограничения на использование ЦВС связаны с быстродействием цифровых и цифроаналоговых узлов. Повышения выходной частоты при той же технологической базе можно добиться, заменив в базовой схеме (см. рис. 4.1) преобразователи ПК и ЦАП на полосно-пропускающий фильтр, на вход которого подается двухуровневый сигнал с триггерного делителя частоты (ДЧ).

На рис. 4.9 представлена структурная схема двухуровневого ЦВС на основе накопительного сумматора и полосового фильтра. Она функционирует следующим образом. Опорный генератор формирует импульсы е₀(0 тактирования счета в НКФ, которые следуют с частотойУо График изменения во времени кода на выходе НКФ показан на рис. 4.10, а, а импульсов e_n(t) переполнения НКФ — на рис. 4.10, б. Сигнал делителя частоты e_a(t) на выходе триггера :2 имеет прямоугольную форму меандра (рис. 4.10, в) с частотой/= =fo/2[enl (R/kf) + 1]. Полосовой фильтр (ПФ) выделяет из такого колебания гармоническую составляющую u (t). На рис. 4.10, г представлен график изменения во времени гармонического выходного сигнала.

Повышение быстродействия в схеме, представленной на рис. 4.9, достигнуто за счет исключения нескольких цифровых узлов и ЦАП, что позволило поднять тактовую частоту. Кроме того, можно дополнительно повысить частоту выходного колебания в 3, 5 или 7 раз, если настроить ПФ вместо первой на высшую нечетную гармонику частоты повторения переполнений НКФ. Ампли;

тудно-частотная характеристика фильтра ПФ должна быть равномерной в диапазоне выходных частот ССЧ от /_н до /_в. Для того чтобы уровень высших гармоник по всему диапазону перестройки ССЧ не превышал допустимого, надо ограничивать ширину этого диапазона так, чтобы в полосу пропускания ПФ не попадали компоненты более высоких гармоник. Так, если в ПФ выделяется первая гармоника сигнала е_д(/), то необходимо выполнить неравенство /_в < 3/_н.

По существу НКФ (см. рис. 4.9) производит деление частоты ОГ в число раз, равное отношению МR/k_f. Поэтому вместо сложного цифрового узла НКФ здесь может быть использован счетчиковый делитель частоты ДПКД с программируемым коэффициентом М деления, а вместо импульса переполнения на вход ПФ будет поступать выходной двухуровневый сигнал ДПКД. Изменение значения М будет приводить к установке нужного значения выходной частоты в виде.

где т — номер гармоники, выделяемой в ПФ.

Шаг сетки частот, получающейся при помощи схемы с ДПКД, неравномерный.

Для уменьшения погрешности установки выходной частоты иногда используют в качестве ДПКД так называемый двухмодульный делитель частоты. В таком ДПКД кроме цифрового входа установки коэффициента деления частоты М предусмотрен вход для разряда, увеличивающего установленный код на единицу до Л/+ 1. Соответствующая схема управления переключает значения коэффициента деления ДПКД так, чтобы за время наблюдения в среднем частота имела нужное значение между дискретами, которые определяются базовым соотношением (4.4). Меры по коррекции регулярных фазовых погрешностей, возникающих в такой схеме из-за неравномерного во времени следования выходных импульсов двухмодульного ДПКД, описаны в подразд. 5.5.

Если в двухуровневом СЧ с выходным полосовым фильтром использованы два накопительных сумматора (как в схемах, представленных на рис. 4.8, 4.9), то в соответствии с (4.3) импульсы переполнения НКФ образуют двухуровневый ЛЧМ сигнал, девиация частоты которого определяется кодом крутизны &_р. Спектр такого колебания имеет несколько частотных полос, основная из которых расположена вблизи средней частоты сигнала fa и имеет ширину порядка девиации частоты W. Выходной ЛЧМ сигнал синтезатора имеет гармоническую форму с частотой, изменяющейся от/, до fa по закону fat) =fa + Wt/T. Другие частотные полосы спектра соответствуют нечетным гармоникам двухуровневого ЛЧМ сигнала. Они расположены вблизи частот 3/, 5/, …; имеют ширину соответственно 3W, 5 W, … Если ПФ настроить на выделение второй спектральной полосы, то на выходе формируется ЛЧМ сигнал гармонической формы с увеличенной в 3 раза девиацией частоты от 3 fa до 3 fa. Если параметры ЛЧМ сигнала выбраны так, что спектры нечетных гармоник не перекрываются, то можно сформировать выходной ЛЧМ сигнал гармонической формы с частотами и девиацией, увеличенными в 3, в 5 или 7 раз (см. гл. 6, рис. 6.5).

В схеме, представленной на рис. 4.11, вместо НКФ включен ДПКД, коэффициент деления которого формируется счетчиком числа выходных импульсов. Интервал времени до каждого следующего выходного импульса с номером п увеличивается (или уменьшается) на одинаковое число периодов тактового сигнала /fa. Это означает, что в такой схеме формируется сигнал с линейной модуляцией периода, который используется в некоторых измерительных задачах. Если ПФ в этой схеме настроить на третью (т = = 3) или пятую (т = 5) гармонику двухуровневого сигнала ДПКД, то рабочие частоты fa выходного гармонического сигнала и девиация периода (частоты) изменятся в такое же число раз. Недостатками ЦВС, выполненных по схемам, представленным на рис. 4.10 и 4.11, являются: необходимость использования аналогового ПФ с высокой равномерностью его амплитудно-частотной характеристики в полосе выходных сигналов; невозможность значитель;

ной перестройки выходной частоты из-за фиксированной настройки ПФ.

Модуляция частоты по экспоненциальному во времени закону используется для отображения частотных характеристик цепей в логарифмическом по частоте масштабе при панорамных измерениях. Для формирования таких сигналов целесообразно использовать цифровой синтезатор сигналов с модуляцией частоты по экспоненциальному во времени закону, который представлен на рис. 4.12. Он функционирует следующим образом.

Счетчик получает на счетный вход импульсы 6(/) переполнения накопительного сумматора кода фазы НКФ. Максимальное число Л/, которое можно записать в НКФ, определяется его разрядностью: М = 2^т. Выходной код / асинхронного счетчика (НКФ) поступает в накопительный сумматор с разрядностью я, которая определяет объем счета в нем: R = 2^п. Разрядность НКФ превышает разрядность НКФ (п > т), поэтому R «М. Текущий выходной кодЛ^ сумматора НКФ поступает на блок преобразования кода фазы в код ординаты в виде.

где А — постоянный множитель.

На выходе ЦАП с разрядностью п_и формируется выходное ступенчатое напряжение и (/), аппроксимирующее высокочастотный квазигармонический сигнал синтезатора ЦВС.

Допустим, что БП отсутствует, т. е. k/(j) = j.

На начальном цикле формирования выходного сигнала до переполнения код на выходе НКФ фиксирован (у = 1) и текущий выходной код^{увеличивается} на ДУ за каждый тактовый интервал /_т, так что

Выражение (4.5) соответствует рекуррентному уравнению относительно номера /', которое определяет экспоненциальную последовательность k₉(i, J) = ехр[Д/у]. На каждом последующем цикле jj + 1 экспоненциальный характер закона изменения фазы и частоты повторения сигнала сохраняется в виде (4.5) при замене / на j. Поэтому форма выходного сигнала на каждом цикле формирования без учета дискретизации по уровням и по фазе гармоническая, а от цикла к циклу изменяется по экспоненциальному закону

где Д и р — постоянные коэффициенты.

Разрядность т счетчика НКФ определяет погрешность текущей фазы выходного сигнала; объем счета в НКФ определяет число периодов несущего колебания за время повторения модуляции частоты выходного сигнала; разрядность выходного кода ПК и ЦАП определяет погрешность отклонения ординаты от желаемого гармонического закона.

Для переноса синтезированного в ЦВС сигнала в диапазон сверхвысоких частот может быть использована схема ЦВС с когерентным преобразованием частоты вверх, представленная на рис. 4.13. На вход НКФ поступают колебания тактовой частоты /.от генератора опорной несущей частоты, поделенные по частоте на л в делителе :п. Частота повторения выходного сигнала F= (kr/R)fJn. Выходные коды ПЗУ к^н к_с связаны соотношением к* + к? = const и формируют квадратурные отсчеты. После преобразования этих кодов в аналоговую форму они поступают на первые входы балансных перемножителей. На их вторые входы поступают анало;

говые несущие колебания от ОГ, сдвинутые относительно друг друга на 90°. После выделения на выходах перемножителсй верхней боковой полосы и суммирования их выходных колебаний в блоке сумматора напряжений (Сум) формируется СВЧ гармонический сигнал с частотой.

Как указывалось в подразд. 3.4, если в преобразователях частоты использовать одинаковые опорные сигналы со сдвигами фазы 0, 90, 180 и 270^е и балансные схемы, то при правильном чередовании фаз сигналов возникает эффект однополосной модуляции и отпадает необходимость в полосовой фильтрации. Если с помощью дополнительной схемы управления коммутировать последовательность чередования фаз в преобразователях частот, то девиация частоты выходного сигнала u (t) на высокой несущей частоте в этой схеме может быть вдвое больше, чем на выходах ЦАП.