Дрейф нуля в усилителях постоянного тока

УПТ имеют специфический недостаток, затрудняющий усиление очень малых постоянных напряжений и токов. В УПТ существует так называемый дрейф нуля, который определяет нижний предел усиливаемых напряжений. Дрейф нуля заключается в том, что с течением времени изменяются токи транзисторов и напряжения на их электродах. При этом нарушается компенсация постоянной составляющей напряжения и на выходе усилителя появляется напряжение в отсутствие входного сигнала. Поскольку УПТ должен усиливать напряжения вплоть до самых низких частот, всякое изменение постоянных составляющих напряжения UK0, UB0 из-за нестабильности источников питания, старения транзисторов, изменения температуры окружающей среды и т. д. принципиально не отличается от полезного сигнала.

Различают абсолютный дрейф нуля на выходе усилителя и дрейф нуля, приведенный к входу усилителя.

Абсолютный дрейф нуля УПТ представляет собой максимальное изменение выходного напряжения Н_вых при короткозамкнутом входе усилителя за определенный промежуток времени.

В дальнейшем под напряжением дрейфа нуля будем понимать напряжение дрейфа, приведенное ко входу усилителя, определяемое как отношение напряжения абсолютного дрейфа к коэффициенту К усиления усилителя:

Усилитель постоянного тока может правильно воспроизводить на выходе только те сигналы, которые значительно превышают напряжение дрейфа, т. е. при U_Bblx > > С/_др. Поэтому при проектировании чувствительного усилителя приходится принимать специальные меры к снижению дрейфа нуля.

Обычно выходное напряжение состоит как бы из двух составляющих: монотонно изменяющегося напряжения и переменной составляющей. Первое называется медленным дрейфом и обусловлено в основном изменением характеристик транзисторов, второе называется быстрым дрейфом и определяется колебаниями напряжений источников питания, температуры окружающей среды и другими внешними факторами. В транзисторных усилителях главной причиной дрейфа является температурная нестабильность транзисторов, обусловленная главным образом изменениями тока коллектора 1_К и коэффициента передачи тока (3. Поэтому, наряду с такими методами уменьшения дрейфа нуля, как стабилизация напряжения источников питания, применения глубокой ООС и другими, приходится решать вопросы сугубо схемотехнические, связанные с рациональным выбором элементов и построением самих схем.

Для борьбы с дрейфом нуля принимаются следующие меры:

• 1) стабилизация напряжения источников питания, стабилизация температурного режима и тренировка транзисторов;
• 2) использование дифференциальных (балансных) схем УПТ;
• 3) преобразование усиливаемого напряжения.

Например, при стабилизации напряжения источников питания с точностью ±0,01%, температурной стабилизации с точностью ±1°С удается снизить дрейф усилителя до [/_др = 5—20 мВ при работе в температурном диапазоне от -50 до +50°С. Однако стабилизация напряжения источников питания для снижения дрейфа нуля УПТ оказывается неэффективной, так как малейшие отклонения усиливаются усилителем.

Дифференциальный усилитель постоянного тока. Эффективным средством борьбы с дрейфом нуля УПТ стало применение специальных усилителей, построенных по принципу уравновешенных мостов. Наиболее распространенными из них являются дифференциальные (балансные) УПТ. Они построены по принципу четырехплечего моста.

На рис. 10.55, а приведена схема симметричного дифференциального УПТ.

Данная схема по существу представляет собой мост, плечами которого являются коллекторные резисторы R_K1 и R_K2 вместе с соответствующими частями переменного резистора К_п и транзисторы VT1 и VT2. К одной из диагоналей моста подключены источники напряжения питания +U_nl и —U_n2, а в другую диагональ включен нагрузочный резистор R_u, с которого снимается выходное напряжение п_вых. В эмиттерную цепь транзисторов VT1 и VT2 включен резистор R₃.

Рис. 10.55. Схемы симметричного дифференциального УПТ.

В симметричном дифференциальном усилителе (см. рис. 10.55, а) сопротивления резисторов R_Kl и R_K2 в коллекторных цепях транзисторов выбирают равными, режимы обоих транзисторов устанавливают одинаковыми. В таких усилителях подбирают пары транзисторов со строго идентичными характеристиками. Последнее достижимо только при изготовлении транзисторов на одном кристалле по одной технологии, поэтому дифференциальные усилительные каскады в настоящее время используются в основном в виде (или в составе) ИМС.

Переменный резистор R_n служит для балансировки усилителя или, как говорят, для установки нуля. Это необходимо в связи с тем, что не удается подобрать два абсолютно идентичных транзистора VT1 и VT2

и резисторы с равными сопротивлениями R_K1 и R_K2. При изменении положения движка резистора R_n изменяются сопротивления резисторов, включенных в коллекторные цепи транзисторов, и, следовательно, потенциалы на коллекторах. Перемещением движка переменного резистора R_n добиваются нулевого тока в нагрузочном резисторе R_H в отсутствие входного сигнала.

На стабильность электрических режимов существенное влияние оказывает сопротивление резистора R₃, который стабилизирует токи коллекторов транзисторов. Механизм температурной стабилизации такой же, как и в схеме усилительного каскада с общим эмиттером (см. рис. 10.38). Чтобы можно было использовать резистор R₃ с большим сопротивлением, увеличивают напряжения источников питания, а в интегральных микросхемах часто вместо резистора R₃ применяют стабилизатор постоянного тока (источник тока) (рис. 10.55, б), который выполняется на транзисторах. При этом при симметричности схемы УПТ /_Э1 = 1_Э2 = /₃/2.

Рассмотрим работу схемы УПТ, изображенной на рис. 10.55, а. В режиме покоя п_вх1 = п_вх2 = 0. Напряжения покоя база-эмиттер транзисторов VT1 и VT2 одинаковы и равны:

За счет одинаковых напряжений П_Б301 = и_БЭ02 через транзисторы протекают равные токи покоя: 1_Ъ01 = /_Б02; /_к01 = /_К02; /₃₀₁ = 1_Э02, а П_К301 =.

⁼ ^КЭ02;

Для потенциалов коллекторов ср_К1 и ф_К2 транзисторов VT1 и VT2 можно записать следующие выражения:

Тогда выходное напряжение ?/_вых, снимаемое с нагрузочного резистора R_H, будет равно:

Учитывая, что Н_К301 = Н_К302, выходное напряжение Н_вых усилителя в режиме покоя будет равно нулю.

При изменении напряжений источников питания +Н_п1 и — U_n2 изменяются токи обоих транзисторов и потенциалы их коллекторов ф_К1 и ф_К2. Если транзисторы VT1 и VT2 идентичны и сопротивления резисторов R_K1 и R_K2 в точности равны, то тока в резисторе R_H, а следовательно, и выходного напряжения Н_вых за счет изменения напряжений источников питания, не будет. Если транзисторы не совсем идентичны, то появится ток в нагрузочном резисторе, однако он будет значительно меньше, чем в обычном, небалансном УПТ.

Аналогично изменения характеристик транзисторов VT1 и VT2 вследствие изменения температуры окружающей среды практически не будут вызывать тока в нагрузочном резисторе.

При тщательном подборе транзисторов и резисторов и стабилизации напряжений источников питания дрейф удается снизить до 1—20 мкВ/°С или при работе в температурном диапазоне от -50 до +50°С составит 0,1—2 мВ, т. е. по сравнению с небалансным УПТ он может быть уменьшен в 20—100 раз.

Подача входного сигнала на один из входов усилителя (см. рис. 10.55, а) вызывает изменение токов и напряжений в обоих транзисторах благодаря стабилизации тока i₃ = ?_Э1 + i₃₂. При этом один транзистор приоткрывается, другой — призакрывается. Например, при подаче входного сигнала п_вх1 на вход транзистора VT1, он приоткрывается, напряжение и_КЭ1 на нем уменьшается, а токи ?_К1 и ?_Э1 увеличиваются. Поскольку i₃ = i₃₁ + + ¹э2 ^{= cons}T ^то уменьшается ток i₃₂, а следовательно, и ток ?_Б2. Это приводит к тому, что транзистор VT2 призакрывается, напряжение н_КЭ1 на нем увеличивается. В результате на нагрузочном резисторе R_H появляется выходное напряжение п_вых. При подаче входного напряжения п_вх2 на вход транзистора VT2 происходят аналогичные процессы с той лишь разницей, что транзисторы меняются местами. Нетрудно видеть, что при подаче входного напряжения п_вх1 на вход транзистора VT1 полярность выходного напряжения п_вых совпадает с полярностью входного (выходное напряжение п_вых совпадает по фазе с входным п_вх1), поэтому этот вход называется неинвертирующим (прямым) входом УПТ. При подаче входного напряжения и_вх2 на вход транзистора VT2 полярность выходного напряжения п_ВЬ1Х противоположно полярности входного (выходное напряжение п_вых находится в противофазе с входным и_вх2), поэтому этот вход называется инвертирующим (инверсным) входом УПТ.

При этом следует отметить, что схема дифференциального УПТ усилителя (см. рис. 10.55, а) симметрична и знак п_вых зависит от того, какое направление п_вых принято условно-положительным.

На оба входа симметричного дифференциального УПТ можно подавать входные напряжения п_вх1 и и_вх2 от независимых источников сигналов. При этом режиме линейного усиления (режим Л) выходное напряжение рассмотренного УПТ (см. рис. 10.55, а) можно определить по формуле.

h R.

где К_и =—2}__к—модуль коэффициента усиления усилитель;

h_na + h₂₁R_K)

ного каскада с общим эмиттером (10.14).

Как видно из формулы (10.20) дифференциальный УПТ усиливает разность входных сигналов, поэтому при подаче на оба входа одинаковых сигналов выходное напряжение п_вых будет равно нулю. При этом усилитель работает в режиме синфазных сигналов. За счет неполной симметрии в реальных усилителях в режиме синфазных сигналов на выходе получается ненулевой сигнал:

где К_сф — коэффициент передачи для синфазного сигнала.

Качество ослабления синфазного сигнала характеризуется коэффициентом ослабления синфазного сигнала К_{ос с}ф = 20lg (K_u/K_cq). В силу высокой симметрии дифференциальных каскадов, выполненных в виде интегральных микросхем (ИМС), К_оссф составляет от -80 до -100 дБ, т. е. К_и/К_сф= 104−105.

Входное сопротивление усилителя (см. рис. 10.55, а) по каждому из входов равно R_BX = 2h_u. Выходное сопротивление определяется по формуле.

На рис. 10.56 приведена схема несимметричного дифференциального УПТ, в котором коллекторный резистор К_к2 включен только в коллекторную цепь транзистора VT2.

Такой усилительный каскад обладает несколько большим дрейфом и применяется только в тех случаях, когда необходимо получить выходное напряжение относительно общего провода. Для компенсации постоянной составляющей коллекторного напряжения в усилителе применен делитель Rl, R2. По таким же схемам (см. рис. 10.55; рис. 10.56) могут выполняться усилители на полевых транзисторах. Аналогичные балансные схемы могут быть построены на основе эмиттерных и истоковых повторителей.