Элементы теории систем фапч

Подробному исследованию процессов в системах ФАПЧ посвящено много работ. Приведем основные положения, необходимые для понимания происходящих явлений и расчета основанных на них устройств формирования стабильных по частоте колебаний и сигналов.

Функционирование системы ФАПЧ основано (см. рис. 5.5) на сопоставлении в дискриминаторе текущей фазы <�р_п(/) подстраиваемых колебаний w_n(/) с выхода ДПКД с текущей фазой <�р_э(г) опорных колебаний с выхода делителя частоты н-Л/. В качестве дискриминатора может использоваться ИФД или ЧФД (см. подразд. 2.3). Напряжение ошибки e_a(t) с выхода дискриминатора, пропорциональное рассогласованию фаз на ФД: <�р (/) = ф_п(/) — <�р_э(/), используется для управления частотой выходного сигнала /(/) = (N/2n)dy" / dr в таком направлении, чтобы исходное рассогласование фаз уменьшалось. Система ФАПЧ работает по принципу отрицательной обратной связи для расхождения фаз <�р двух колебаний.

Составим уравнения, описывающие явления и процессы в ССЧ с ФАПЧ по схеме, представленной на рис. 5.5. Опорное колебание u_Q(t) является внешним по отношению к системе ФАПЧ. Запишем его в виде.

где U₀(t) — амплитуда опорного сигнала; f_cv — некоторая фиксированная частота в спектре внешнего сигнала, выбранная в качестве опорной (частоты сравнения); v (/) — вариация фазы опорного сигнала на выходе блока +М.

Если между ОГ и ФД включен лишь делитель частоты ч-Л/, то fcp = fJM- Если вместо +М использован генератор гармоник, как в схеме, представленной на рис. 5.4, то одна из частот сетки на выходе ГГ будет играть роль частоты сравнения, а остальные следует отнести к мешающим вариациям dv (t)/dt. В задаче слежения слагаемое v (/) учитывает полезную информацию, содержащуюся в фазе входного сигнала. В общем случае амплитуда U₀(t) может медленно по сравнению с периодом несущего колебания изменяться во времени, но поскольку за входную координату ФАПЧ принимают фазу сигнала <�р_э(/), то нежелательную модуляцию U₀(t) стараются убрать с помощью отдельной схемы амплитудного ограничения. Поэтому при начальном анализе системы в большинстве случаев принимают U₀(t) s const.

При разомкнутом на входе сумматора кольце обратной связи подстраиваемый автогенератор ГУН работает на частоте свободных колебаний />, которая может отличаться от Nf_p. Если после замыкания цепи обратной связи величина вносимой в контур ГУН корректирующей частотной расстройки достаточна для полной компенсации разницы между /₀ и Nf_cр, то возможен режим синхронизма, в котором обеспечивается точное совпадение частоты колебаний ГУН с частотой эталонного колебания при фиксированной разности фаз этих колебаний.

Статическая модуляционная характеристика управляемого генератора f (e_y) ограничена пределами изменения управляющего напряжения (Д < е_у < Е₂) и пределами перестройки по частоте (/min </</_тах). Примем ее в виде (рис. 5.6) рабочего участка и двух участков ограничения:

где /₀ — частота генерации ГУН при нулевом управляющем напряжении; S — крутизна линейного рабочего участка СМХ, Гц/В (знак «минус» у крутизны на рабочем участке выбран для удобства записи окончательных формул).

Примем, что выходное напряжение e_R фазового дискриминатора имеет вид (см. рис. 3.24).

где Е — наибольшее напряжение, которое определяется схемой ФД; Дф) — форма дискриминационной характеристики, нормированная к максимальному значению так, что |Дф)|? 1. Если в качестве ФД использован ЧФД, то выражение (5.6) может быть по-прежнему использовано, изменится только вид Дф), например, как на рис. 3.24, в.

Будем считать, что фильтр нижних частот представляет собой частотно-зависимый четы

Рис. 5.7. Схемы и коэффициенты передачи фильтров в цепи управления: а — инерционное звено ИЗ, б — пропорционально-интегриру;

юший фильтр ПИФ, в — идеальный интегратор с ПИФ,

рехполюсник с коэффициентом передачи по постоянному току к₀ и операторным выражением для его коэффициента передачи к (р), где р — оператор дифференцирования (р = jQ * d/dt). Напряжение обратной связи е связано с выходным сигналом дискриминатора е_а соотношением.

В простейших задачах может использоваться безфильтровая цепь обратной связи, для которой к (р) = к₀. Для подавления внешних помех, поступающих вместе с опорным сигналом, стремятся сузить полосу пропускания цепи управления, используя в качестве ФНЧ простейшие /?С-фильтры (рис. 5.7): так называемые инерционное звено (ИЗ) с коэффициентом передачи к_т(р) = 1/(7/? + 1), где Т — постоянная времени (Т = RC); пропорционально-интегрирующий фильтр (ПИФ), для которого *пиф (/>) = (<77/? + 1)/(7/? + 1), где q — коэффициент включения сопротивления R в емкостную ветвь фильтра (q < 1). Для придания процессам в ФАПЧ особых (астатических) свойств используют частотно-фазовый дискриминатор (см. рис. 3.25) и звено идеального интегрирования. Схема управления (СхУ) (см. рис. 5.7, в) формирует импульсы зарядного тока размахом /, полярность которых зависит от того, какой из входных сигналов — u_n(t) или u₃(t) — опережает другого на периоде частоты сравнения /_ср. Длительность импульсов заряда пропорциональна разности фаз этих сигналов, так что средний ток заряда зависит от разности фаз в соответствии с характеристикой 7(<�р), представленной на рис. 3.24, в.

Операторный коэффициент передачи интегрирующего звена, представленной на рис. 5.7, в, имеет вид.

где Фильтры вида ИЗ и ПИФ обычно используют как линейные по отношению к входному напряжению е_й цепи. Система ФАПЧ с импульсным ЧФД и идеальным интегратором отличается тем, что в синхронном состоянии установившаяся разность фаз на Д близка к нулю. Это возможно за счет того, что на выходе интегратора вырабатывается компенсирующее напряжение. При питании схемы заряда интегратора от внешнего источника через ключ (см. рис. 3.26) напряжение на нем может достигать предельных значений ?, и ?₂, так что линейность такой цепи нарушается.

Управляющее напряжение ГУН е_у представим в виде суммы напряжения обратной связи е и напряжения ?(/):

Напряжение ?(/) может учитывать внутренние помехи и нестабильности, возникающие в различных узлах ФАПЧ: в дискриминаторе, фильтре, усилителе постоянного тока, а также собственные нестабильности ГУН, приведенные к входу управления частотой. В частности, в ?(/) можно учесть спектральную плотность мощности собственных нестабильностей ГУН, не связанную с действием цепи обратной связи. В этих случаях величина ?(/) будет малой и соответствующие уравнения ФАПЧ можно линеаризировать по фазе в окрестности рабочей точки дискриминатора. Кроме того, если ФАПЧ используется для одновременной угловой модуляции и стабилизации средней частоты, то в ?(/) может быть учтено внешнее модулирующее напряжение, приводящее к значительным изменениям разности фаз между входами ФД.

Учитывая что угловая частота ГУН со = 2л/равна производной от его текущей фазы Мр_п, запишем выражение для модуляционной характеристики на рабочем участке не в виде (5.4), а в символическом виде:

Используя формулы (5.4) —(5.8) и принимая ?(/) = 0, составим уравнение ФАПЧ для работы на рабочем участке модуляционной характеристики в общей символической записи, пригодной для любой линейной цепи управления с коэффициентом передачи к{р). При этом удобно ввести в качестве основного параметра ФАПЧ наибольшее значение корректирующей расстройки Q = 2лSE. Используя его для нормировки, получим простую символическую запись дифференциального уравнения ФАПЧ в безразмерной форме:

где уо = (со₀ — jVco_cp)/Q — обобщенная (безразмерная) расстройка приведенной ко входу дискриминатора начальной частоты ГУН со₀ = 2я/о относительно опорной частоты на другом его входе (о_ср = = 2л/_ср.

Проиллюстрируем процедуру перехода от символической записи (5.9) к дифференциальным уравнениям на примерах.

Пример I. Пусть в цепи обратной связи нет специально включенного ФНЧ (безынерционная цепь управления), так что к (р) = = к₀. Тогда из (5.9) получаем нелинейное обыкновенное дифференциальное уравнение первого порядка для текущей разности фаз на ФД в виде.

Из (5.10) следует, что безфильтровая ФАПЧ имеет инерционные свойства, которые определяются параметром Q.

Пример 2. Используем в цепи управления простейшее ИЗ с коэффициентом передачи к_т(р) = /(Тр + I) и предположим, что на входе ФАПЧ действует смодулированный сигнал. Получаем автономное обыкновенное дифференциальное уравнение второго порядка:

Пример 3. Используем в цепи управления автономной ФАПЧ пропорционально-интегрирующий фильтр. Его коэффициент передачи запишется в виде АгпифО⁷) = (1 + qTp)/( + Тр). Тогда получим.

Пример 4. Если взамен ФД и ПИФ применить его «идеальный» вариант с коэффициентом передачи к"(р) = (1 + qTp)/Tp, то уравнение (5.11) примет следующий вид:

Здесь введено обозначение нелинейной функции dF (q>)/dy = F'(ср). Действие «идеального» ПИФ приводит к уничтожению правой части уравнения — это результат процедуры Тру₀ = 0. Получается, что постоянная «начальная расстройка» уо * 0 никак не фигурирует в дифференциальном уравнении ФАПЧ — так проявляется действие «идеального» интегратора в цепи управления. Этот эффект носит название астатизма, он чрезвычайно важен на практике, поэтому схема «идеального» ПИФ часто используется.

Подобным образом из (5.9) получают уравнения для неавтономных систем ФАПЧ, когда в составе опорного сигнала имеется регулярная составляющая v (/), для систем ФАПЧ со звеньями запаздывания и др. Видно, что простая символическая запись (5.9) охватывает большое разнообразие конкретных систем. Рассмотрим основные режимы работы системы ФАПЧ.

В задаче стабилизации частоты у₀(/) = const. В стационарном (при /'-> оо) синхронном режиме частота ГУН в результате действия ФАПЧ становится равной фиксированной частоте эталонного внешнего сигнала. При этом разность фаз этих колебаний <�р (/) стремится к некоторой постоянной величине <�р₀ = lim ф (0 = const.

/—?со Тогда установившееся напряжение на выходе ФД также постоянно (е_д(оо) = const), а управляющее напряжение е_у(оо) = const связано с ним коэффициентом передачи цепи управления на постоянном токе: Л:(0) = к₀. После подстановки <�р = <�р₀ в уравнение в (5.9) получим уравнение стационарного синхронного режима системы ФАПЧ:

Для фильтров, не содержащих идеальных интегрирующих звеньев величина &(0) = к₀ конечна. В результате этого в соответствии с уравнением (5.12) установившееся значение разности фаз на ФД Ф₀ зависит от расстройки у₀. Величину ф_уст называют остаточной, или статической, ошибкой. Если в составе ФНЧ имеется идеальный интегратор, то ?(0) = оо. При этом вместо уравнения (5.12) стационарное состояние системы ФАПЧ возможно при ф₀ = 0, независимо от расстройки. Влияние начальной расстройки проявляется для астатической ФАПЧ в том, что емкость интегратора заряжается до напряжения, полностью компенсирующего начальную расстройку; при ограничении величины е напряжением источника питания эффект астатизма пропадает.

Будем считать, что ?(0) = 1. Возможные состояния синхронного режима, т. е. точки равновесия ф₀ = const, можно найти из уравнения (5.12) графически, если пересечь характеристику F (

горизонтальной прямой, проведенной на уровне у₀. При |у₀| < 1 на интервалетс < ф 0) и точка ф₂ на участке с отрицательной крутизной характеристики (Л (ф₂) < 0).

Чтобы выяснить характер устойчивости равновесных точек ф| и Ф₂, рассмотрим случай безфильтровой ФАПЧ, которая описывается дифференциальным уравнением (5.10). Поскольку здесь переменные t и ср разделяются, можно записать временное решение уравнения (5.11), т. е. зависимость <�р (/), в неявном виде:

Для синусоидальной характеристики, т. е. при F (.

Выражения (5.14) не обладают наглядностью, хотя при 1у₀| > 1 они представляют неограниченно нарастающее с ростом времени t движение <�р (г), а при (у₀| < 1 — лимитационное, т. е. имеющее некоторый предел ф_уст при t -> оо в соответствующем фазовом пространстве. Для дифференциального уравнения первого порядка (5.10) таким пространством является поверхность фазового цилиндра с координатами ф и dy/dt.

На рис. 5.8 фазовая траектория dq>(t)/dt как функция ф (/) построена непосредственно по уравнению (5.10) для синусоидальной характеристики Дф) = sinq>, а начальная расстройка у₀ = 0,7 выбрана меньше наибольшей корректирующей расстройки Q/N. Поскольку в верхней полуплоскости производная dy/dt > 0, то с ростом времени t значение разности фаз ф (/) нарастает; в нижней полуплоскости ситуация обратная, т. е. разность фаз сигналов на ФД убывает. Стрелками на рис. 5.8 показано движение точки, изображающей текущее состояние системы. При любых начальных условиях (-я < ф_нач < я) с течением времени состояние системы приходит к одному из равновесных состояний ф, = arcsin у₀, кото;

(где / — ток заряда накопительной емкости; S — крутизна управления ГУН; С — емкость заряда ФНЧ) в этом случае определяет не полосу удержания, а длительность переходных процессов.

Воспользуемся теперь аналитическим выражением (5.14) для того, чтобы дать количественную оценку времени вхождения в заданную окрестность точки <�р, в зависимости от значения рассогласования фаз ф_иач в момент включения системы / = 0. График такой зависимости представлен на рис. 5.9 (за время установления /уст принято время достижения границы ф (/_уст) = 0,01 рад). Изрис. 5.9 видно, что существует область благоприятных начальных рассогласований фаз ф"_ач — она расположена в окрестности устойчивой точки равновесия ф,. Здесь переходный процесс вхождения в синхронный режим занимает малое время. В окрестности неустойчивой точки равновесия ф₂, наоборот, время установления велико; оно резко возрастает при приближении ф_нач к точке ф₂.

Если установить начальную расстройку |уо| > 1, то обе точки равновесия исчезают и синхронный режим становится невозможным — наступает асинхронный режим биений. В асинхронном режиме текущая разность фаз ф (/) с ростом времени неограниченно нарастает (или убывает). Как видно из рис. 5.10, текущая разность частот dip/dt в этом режиме периодически колеблется относительно значения у₀, т. е. кольцо ФАПЧ попеременно подтягивает и отталкивает частоту ГУН от частоты эталонно;

го сигнала. В среднем за период асинхронных колебаний Т_к значение частоты ГУН оказывается ближе к эталонной частоте, чем при разомкнутом кольце ФАПЧ, т. е. даже в асинхронном режиме наблюдается подстраивающее действие ФАПЧ. Его величину можно оценить количественно, рассматривая форму изменения е_д(/) в режиме биений, которая показана на рис. 5.11 при у₀ =1,15. Зависимость Т_ас от у₀ можно получить из соотношения (5.13), взяв в левой его части для верхнего предела / = Т_ас и интегрируя в правой части поф от -к до +л. Для случая F (ф) = sin у получим:

Здесь введена частота асинхронных колебаний^ = 1 /Т_ас. Графики зависимости ^_с(у₀), построенные по этой формуле, приведены на рис. 5.12 (кривая 4). Кривая / соответствует характеристике ФД в форме коробчатой кривой (меандра), кривая 2— синусоидальной, а кривая 3 — треугольной. Пунктирная прямая линия на этом рисунке f_aJO. = у₀ соответствует разомкнутому кольцу ФАПЧ.

Крутизна S управления частотой в ГУН или коэффициент передачи по постоянному току в ФНЧ могут иметь другой знак, если, например, использован инвертирующий усилитель посто;

I — прямоугольная для ИФ; 2 — синусоидальная для ИФ; 3 — треугольная для ИФ; 4 — синусоидальная для ПИФ, q = 0,1.

янного тока (УПТ). При синусоидальной характеристике ФД это приводит к тому, что устойчивой будет точка <�р₂, а неустойчивой — точка ф|. В этом случае система ФАПЧ будет функционировать так же, как раньше, поскольку склоны характеристики ФД симметричны, но в установившемся режиме разность фаз будет различаться на я. Однако если был использован ФД с пилообразной характеристикой, для которой протяженность по фазе участков с F (0 и /^г'(ф,) < 0 резко различаются, то локально устойчивой окажется точка с недопустимо большой крутизной, возникнет самовозбуждение ФАПЧ в окрестности этой точки и напряжение на выходе ФД станет циклически изменяться от верхнего максимального значения до нижнего.

В общем случае процесс установления разности фаз на ФД при |у₀| <1 имеет два последовательных этапа: установление частоты, когда изображающая точка двигается вокруг фазового цилиндра, приближаясь по координате dy/dt к зоне равновесия; установление фазы, когда изображающая точка совершает движения в окрестности устойчивой точки равновесия <�р,.

Рассмотрим особенности работы ФАПЧ при наличии низкочастотного фильтра в цепи управления. Обратимся к общей символической записи дифференциального уравнения (5.9), приняв расстройку уо = const. Считая состояние равновесия <�р₀ известным из уравнения стационарного режима (5.12), дадим величине <�р (/) = =.

n(t)/N — со_Ср/ малое возмущение v (/) относительно <�р₀, т. е. примем ср (/) = ф| + v (/). Нелинейную функцию Дф₁ + v) в уравнении (5.9) можно разложить в ряд Тейлора по степеням v и ограничиться только первым членом разложения. Линеаризованное в окрестности точки равновесия дифференциальное уравнение автономной ФАП в символической записи имеет вид.

Величину т = l/QF ((p,) называют постоянной времени линеаризованной ФАПЧ. Заметим, что для синусоидальной характеристики Дф) = sin ф крутизна F (

= cos <�р₍, а координаты точек равновесия определяются расстройкой: ф, = arcsin у₀, ф₂ = л — ф,. Это значит, что величина постоянной времени ФАПЧ не остается фиксированной, а меняется в широких пределах при изменении расстройки |у₀| от 0 до 1.

Поскольку для точки ф₂ величине т < 0, из формулы (5.16) следует вывод о ее локальной неустойчивости — независимо от вида оператора к (р) коэффициент при первой производной dv/dt оказывается отрицательным, что нарушает критерий устойчивости.

Если в составе цепи управления использовано инерционное звено с символическим коэффициентом передачи к_т(р) = 1/(7/? + 1), то вместо формулы (5.13) в окрестности рабочей точки получаем формальную запись: [1 /(Тр +1) + тр] v (/) = 0. Ей соответствует линейное дифференциальное уравнение 2-го порядка:

В задаче стабилизации частоты инерционность цепи управления в совокупности с 2л-периодической нелинейностью характеристики ФД приводит к возникновению явления гистерезиса при медленном (квазистатическом) изменении собственной частоты ПГ со₀ или частоты сравнения <�о_ср. Действительно, выход из синхронного режима происходит, как и в отсутствие фильтра, при расстройке [f₀— Nf_cp = П_у, а вхождение в синхронизм со стороны асинхронного режима биений наступает при меньшем ее значении; эту расстройку называют полосой захвата П₃. Такая ситуация иллюстрируется графиками, представленными на рис. 5.12 (кривая 4). На физическом уровне пояснить роль инерционности фильтра в появлении полосы захвата можно следующим образом. Установим в системе режим синхронизма и начнем медленно (квазистатически) увеличивать расстройку у₀ от нулевого ее значения в сторону границы полосы синхронизма. При этом напряжение ошибки е_д на выходе ФД также меняется квазистатически и поэтому беспрепятственно проходит через низкочастотный фильтр к ГУН, осуществляя его синхронизацию. Когда расстройка превышает полосу синхронизма (|у₀| > 1), синхронизация разрушается и на выходе ФД возникает переменное напряжение e_a(t) с частотой асинхронных колебанийУа_С, которая зависит от типа фильтра и увеличивается с ростом расстройки у₀. Если^_с превышает полосу пропускания фильтра, то он вносит заметные амплитудные и частотные искажения; напряжение e_y(t) значительно ослаблено по сравнению с е_д(/) и отличается от него по форме, что и делает синхронизацию невозможной.

При обратном изменении расстройки у₀ от больших ее значений (|у₀| >1) к меньшим асинхронный режим сохраняется даже при |у₀| < 1, т. е. синхронизация не восстанавливается на границе полосы синхронизма при |у₀| =1 из-за ослабления и искажения напряжения е_д(0 в фильтре. Потребуется уменьшить расстройку у₀ до такого значения полосы захвата у₃, при котором основная часть спектра напряжения е_д(/) асинхронных колебаний не пройдет неискаженно через фильтр, так что сигнал ошибки достигнет входа управления ГУН без заметного ослабления и осуществит синхронизацию частоты.

Если установить расстройку между границами полос захвата и синхронизма, т. е. если у₃ < Ы < 1, то в зависимости от начальных условий в момент включения ФАПЧ может реализоваться или синхронный, или асинхронный режим, в зависимости от начального состояния. Иногда используют дополнительное устройство поиска по частоте, которое временно изменяет величину у₀ до вхождения в полосу захвата, но импульсная помеха может вновь перевести систему в режим асинхронных колебаний.

Приближенная (очень простая) формула для полосы захвата при Дер) = sin9 для ФНЧ в виде инерционного звена имеет вид.

График зависимости у₃(П7) по формуле (5.15) приведен на рис. 5.13 (кривая /). Приближенный анализ для фильтра ПИФ по;

/ — F (<�р) = sin.

2 — F (q>) — коробчатой формы; 3 — F (<�р) — треугольной формы казывает, что нс только выход из синхронизма на границе полосы удержания, но и переход к синхронизму на границе полосы захвата происходят скачкообразно (см. рис. 5.13), создавая различные, но конечные значения частоты асинхронных колебаний.

Форма характеристики фазового дискриминатора Дф) принципиального влияния на зависимость полосы захвата ФАПЧ от безразмерной постоянной времени фильтра ОГне оказывает. На рис. 5.13 приведены графики у₃(ПГ) для треугольной (кривая 3) и коробчатой (кривая 2) характеристик Дф); кривая 1 здесь относится к Дф) = sinТ. Доказано, что одну и ту же полосу захвата (при q « 1) можно получить при самых различных видах характеристик Дф), имеющих лишь одинаковую площадь, ограниченную графиком их квадрата и осью абсцисс на интервале 0 < < Ф < 2л. Поэтому можно при сохранении неизменной величины у₃ выбрать такую форму Дф), которая обеспечит, например, наибольшее подавление внешних помех или наименьшее число сбоев синхронизации при воздействии шумов.

Величина у₃ для фильтра ПИФ зависит от q. С уменьшением q уменьшается уровень шумов, попадающих на вход ФАПЧ вместе с внешним сигналом. На практике выбирают небольшие значения q а 0,05…0,2; при этом получается довольно большая полоса захвата: у₃" 0,2…0,45. Синусоидальная характеристика Дф) по сравнению с любыми треугольными дает увеличение у₃ примерно в у/3/2 раз, или на 22,5%. Наибольшая полоса захвата соответствует коробчатой (прямоугольной) характеристике ФД.

Усложнение фильтра в цепи управления может привести к потере локальной устойчивости состояния равновесия ф, которое в случае однозвенного /?С-фильтра локально устойчиво. Потеря локальной устойчивости переводит систему ФАПЧ в режим самовозбуждения — возникают периодические движения на фазовой плоскости вокруг точки ф| и возможен переход к хаосу. В ССЧ с ФАПЧ не используют такие режимы.

Существует противоречие между двумя основными требованиями к системе ФАПЧ: увеличение полосы захвата для вхождения в синхронизм при любых начальных условиях; уменьшение полосы пропускания системы для заданного подавления помех, поступающих вместе с входным сигналом.

Для разрешения данного противоречия предлагались различные способы: введение корректирующих звеньев в цепи управления (простейшим примером является использование пропорционально-интегрирующего фильтра взамен инерционного звена); использование нелинейных цепей, инерционность которых проявляется лишь для помех малого уровня, а для асинхронных колебаний на границе полосы захвата она мала. Кроме того, используются многосвязные и многокаскадные системы ФАПЧ с малоинерционными цепями, а также комбинированные системы частотно-фазовой автоподстройки.

Если в синхронном режиме ССЧ с ФАПЧ производится переключение значения М или, А для перехода на другую частоту сетки, то начинается переходный процесс: вначале уменьшается разность частот эталонного и подстраиваемого генератора, затем разность фаз приближается к установившемуся фиксированному значению. Длительность переходного процесса по фазе в ССЧ с ФАПЧ обратно пропорциональна шагу по частоте. Действительно, шаг по частоте (см. рис. 5.5) равен частоте сравнения ^_р, на которой работает дискриминатор. Переходный процесс по фазе продолжается несколько десятков периодов этой частоты: т_уст = (30… 50)//_р. Однако стремление снизить его длительность повышением частоты сравнения приводит к уменьшению числа дискретов сетки N. Переходный процесс по частоте в астатической ФАПЧ с импульсным ЧФД значительно короче, чем при использовании ФД.