Типовые энергетические преобразователи

Сложные силовые устройства обычно реализуют посредством объединения типовых блоков, предназначенных для выполнения определенных функций: преобразования знакопеременных сигналов в постоянные, генерации переменных напряжений, стабилизации уровней напряжений и токов.

Выпрямители предназначены для получения постоянной составляющей из синусоидального напряжения промышленной сети. Простейшая схема выпрямителя содержит источник напряжения Ц](0 = t/,"sinco?, к которому подключена через диод резистивная нагрузка (рис. 19.7, а).

При большой амплитуде входного напряжения (U," -С U*) можно воспользоваться идеальной моделью диода и для тока записать соотношения i = (U_m/R)sineit = 7_msin (of при 0 < шГ < л; i = 0 при л < cot < 2л (рис. 19.7,6). Выходное напряжение, повторяющее форму тока, представим в виде ряда.

^и2 ⁼ U_m/n + ((/,"/2)sincof — (2{/,"/3x)cos2cor — (21/_m/15n)cos4cof — …

Получим значение постоянной составляющей U₀ = U_m/n при уровне пульсаций U_m/2 на частоте со питающего напряжения. Уточнение модели, т. е. учет напряжения отпирания U* = 0,5-^-0,7 В и падения напряжения на диоде U_np = 0,8-Н В дает возможность оценить потери энергии.

Для улучшения параметров выпрямителей применяют двухполупериодную схему, содержащую трансформатор с отводом от.

Рис. 19.7. Схема однополупериодного выпрямителя (а), графики напряжений и тока (б), схема двухполупериодного выпрямителя (в), графики напряжений (г) средней точки вторичной обмотки и два диода (рис. 19.7, в). Положительная полуволна синусоидального входного напряжения щ открывает диод Д_1? который пропускает ток в нагрузку R, а отрицательная полуволна открывает диод Д₂, вызывая в нагрузке ток того же направления (рис. 19.7, г). При большой амплитуде входного напряжения выходной сигнал описывается выражением u₂(t) ~ [/Jsinco?|, его спектр.

содержит постоянную составляющую Uq = 2U_m/n и пульсации с амплитудой U_n ~ f/₀ на частоте 2со питающего напряжения. К недостаткам схемы можно отнести наличие сложного трансформатора с дополнительным выводом (средняя точка вторичной обмотки). Токи в частях обмотки проходят только в течение полу периодов, что не способствует эффективному использованию трансформатора.

Другим вариантом является мостовая схема двухполупериодного выпрямления с трансформатором без средней точки, который используется более эффективно, так как ток в выходной обмотке проходит в течение обоих полупериодов. Мостовая схема может подключаться непосредственно к питающей сети без трансформатора. Для выпрямления малых напряжений применение мостовой схемы может оказаться неэффективным из-за падения напряжения на двух последовательно включенных диодах.

В большинстве применений силовые выпрямители питаются от сети трехфазного тока через трехфазный трансформатор (рис. 19.8, а).

Диоды находятся в проводящем состоянии на интервалах времени, когда напряжение одной фазы превышает напряжения остальных фаз (рис. 19.8, б). Диоды нечетной группы (Д_ь Д₃, Д₅) открываются в моменты пересечения положительных участков синусоид питающего напряжения (1,2, 3), а диоды четной группы (Д₂, Д₄, До) ^— в моменты пересечения отрицательных участков.

Рис. 19.8. Трехфазный выпрямитель (а) и диаграммы его работы (б).

(4, 5, 6). Выпрямленное напряжение и₂ имеет постоянную составляющую Uq = 3~[3U_m/n. Выпрямитель характеризуется высоким КПД, эффективным использованием трансформатора (без подмагничивания) и низким уровнем пульсаций.

Приведенные упрощенные схемы отражают только основные процессы, характеризующие принципы их функционирования. Наличие в выпрямительных устройствах емкостных и индуктивных элементов существенно изменяет картины процессов и усложняет их анализ. При этом для оценочных расчетов используют приближенные соотношения.

Наиболее распространены резистивно-емкостная и индуктивно-резистивные нагрузки. Наличие емкости С, включенной параллельно нагрузке К, изменяет режим работы диодов (рис. 19.9, а).

Импульс тока, проходящего через диоды, заряжает конденсатор (рис. 19.9, б). При этом диод находится в открытом состоянии в интервале времени, когда напряжение вторичной обмотки трансформатора превышает напряжение на конденсаторе (и₂ > По). Конденсатор играет роль накопителя энергии, которая в остальную часть периода поддерживает ток в нагрузке за счет разряда конденсатора. Для определения уровня пульсаций при достаточно коротком импульсе тока (At -С Т) можно считать ток разряда конденсатора через нагрузку /₀ постоянным и время разряда равным Т/2. Из приближенного соотношения несложно получить амплитуду пульсаций выходного напряжения ДU = (Iq/C)(T/2), или, в другом виде, AU — /o/2/С. При малом уровне пульсаций AU по сравнению с выпрямленным напряжением Uq ~ 2II_т/л соотношения для тока заряда можно получить из условия баланса заряда I_cAt = IqT/2.

Индуктивная нагрузка представляет собой последовательное соединение индуктивности и резистивной нагрузки (рис. 19.10, а).

При уменьшении напряжения на половине вторичной обмотки трансформатора ток в нагрузке поддерживается за счет запасенной в индуктивности энергии. Рассмотрим характер тока индуктивности в установившемся режиме. К началу положительного полуиериода в индуктивности имеется ток /₀, образовавшийся в предше;

Рис. 19.9. Выпрямитель с емкостной нагрузкой (а) и диаграммы его работы (б).

ствующем полупериоде (рис. 19.10, 6). Пренебрегая падением напряжения на открытом диоде Д₍, несложно получить решение для тока в Д7.-цени с начальным условием /₀ при воздействии U_msin со/. Учитывая, что в установившемся режиме значение тока в момент t = Т/2 равно начальному (i (t) = /₀), оценку амплитуды пульсаций можно представить в виде ДI = nI₀R (2oji).

В момент изменения полярности напряжения на диодах происходит практически мгновенное переключение тока индуктивности в другую обмотку. При этом ток нагрузки изменяется весьма незначительно. Малый уровень пульсаций в рассмотренной схеме имеет место только при полной симметрии секций вторичной обмотки. В противном случае в нагрузку проходит переменная составляющая с частотой питающего напряжения.

В регулируемых выпрямителях для управления выходной мощностью диоды заменяют управляемыми полупроводниковыми приборами (тиристорами, транзисторами). Выпрямленное напряжение можно плавно изменять, регулируя момент перевода силового полупроводникового прибора в проводящее состояние. Двухполупериодный выпрямитель на тиристорах повторяет аналогичную схему на диодах, дополненную устройством управления (рис. 19.11, а).

Рис. 19.10. Выпрямитель с индуктивной нагрузкой (а) и диаграммы его работы (б) Устройство управления тиристорами в каждой полупериод питающего напряжения вырабатывает импульсы тока управления i_y и г₂у (рис. 19.11, б). Тиристор 1 отпирается с задержкой со/] = а относительно начала, а тиристор 7₂ — в момент со/] = л + а. В результате ток нагрузки /'(/) зависит от момента отпирания тиристора. Постоянная составляющая выходного напряжения определяется соотношением Существует множество схем на основе управляемых приборов и конструктивных решений регулируемых выпрямителей, которые удовлетворяют широкому спектру поставленных требований.

Рис. 19.11. Схема управляемого выпрямителя (а) и диаграмма его работы (б).

Предназначенные для уменьшения пульсаций сглаживающие LC-фильтры производятся в виде конструктивно завершенных блоков. Эффект сглаживания тока реализуется за счет последовательно включенной индуктивности, имеющей высокое сопротивление переменному току, а пульсации напряжения снижаются за счет малого сопротивления для переменной составляющей параллельно соединенного с нагрузкой конденсатора. При анализе силовых устройств принята интегральная оценка эффективности применения фильтра, называемая коэффициентом сглаживания q, который равен отношению амплитуд гармонических составляющих пульсаций на входе и выходе фильтра: q = Ui_m/U_2m.

Определим коэффициент сглаживания LC-фильтра с резистивной нагрузкой R на гармонике пульсации &co_t. Для исключения резонансных явлений должны быть выполнены условия kcoCR 1.

и k²u>²LC > 1. При этом выражение коэффициента сглаживания на k-Pi гармонике пульсаций можно записать в виде q^ «&²со ²LC — 1. Например, включение фильтра с L = 1 Гн и С = 100 мкФ на выход однополупериодного выпрямителя при сопротивлении нагрузки R 30 Ом на основной гармонике частоты пульсаций/ = 50 Гц дает коэффициент сглаживания q ~ 9. Существенным недостатком LC-фильтров являются большие габариты дросселя и технологические сложности его изготовления. Высокий коэффициент сглаживания, реализуемый при малых потерях в контуре, приводит к большой длительности переходных процессов.

Стабилизатор постоянного напряжения включают в канал передачи энергии от выпрямителя (или сети постоянного тока) к нагрузке для снижения влияния па выходное напряжение дестабилизирующих факторов: изменения питающего напряжения, вариаций нагрузки, колебаний температуры, дрейфа значений параметров элементов.

По принципу действия различают параметрические и компенсационные стабилизаторы. Параметрические стабилизаторы используют нелинейность характеристики элемента, подключаемого параллельно нагрузке. На рабочем участке вольт-амперная характеристика стабилизирующего элемента обеспечивает небольшие вариации напряжения при большом изменении тока. Стабилизатор характеризуют коэффициентом стабилизации напряжения, определяемым как отношение относительных изменений напряжений на входе и на выходе:

Среди других параметров стабилизаторов следует указать коэффициент полезного действия; номинальные входное U_l и выходное U₂ напряжения; выходное сопротивление; номинальный выходной ток /₂ и пределы его изменения; уровень пульсаций выходного напряжения; температурный коэффициент изменения выходного напряжения.

При сравнительно небольших токах применяется схема параметрического стабилизатора на стабилитроне (рис. 19.12, а).

В полупроводниковых стабилитронах используют обратную ветвь вольт-амперной характеристики р-и-перехода (рис. 19.12, б). Значение напряжения стабилизации U_CT различных стабилитронов находится в пределах от единиц до сотен вольт при токах через стабилитрон от миллиампер до ампер. Приближенное выражение коэффициента стабилизации можно записать в виде k_CT ~ ^Ro/iUiR). Температурный коэффициент напряжения стабилитрона, а = = AU_ct/(U_ct/AT) определяет величину отклонения выходного напряжения при изменении температуры. Для компенсации влияния температуры на характеристики стабилизатора последовательно со стабилитроном включают диод в прямом направлении с противоположным по знаку температурным коэффициентом. При больших токах применяют включение эмиттерного повторителя на проходном транзисторе Т_п (рис. 19.12, в).

Для повышения стабильности выходного напряжения применяются двухкаскадные или мостовые схемы, а также более сложные транзисторные структуры. Высококачественные параметри;

Рис. 19.12. Параметрический стабилизатор (а), характеристика стабилитрона (б) и стабилизатор на транзисторе (в) ческие стабилизаторы применяются в качестве источников опорного напряжения и в других устройствах, в том числе мощных стабилизаторах.

Компенсационный стабилизатор (КС) использует свойства цепи отрицательной обратной связи, содержащей прецизионный источник опорного напряжения (ИОН), элемент сравнения (ЭС) и усилитель (У) разностного сигнала (рис. 19.13, а). При отклонении выходного напряжения U₂ от опорного уровня U₀" элемент сравнения вырабатывает разностный сигнал U", который усиливается и воздействует на регулирующий элемент (РЭ), управляющий током для получения компенсации изменения входного напряжения.

Регулирующий элемент обычно реализуется на основе силового транзистора, который обеспечивает заданный гок нагрузки. В предположении, что основные потери энергии АР приходятся на РЭ, можно получить выражение для КПД в виде ц = 1 — АР/Р.

В зависимости от режима работы силового транзистора при воздействии сигнала управления стабилизаторы делятся на непрерывные, использующие линейный усилительный режим, и импульсные, работающие в режиме переключения.

Разновидности компенсационных стабилизаторов непрерывного типа (аналоговые) отличаются исполнением источника опорного напряжения, органа сравнения и усилителя сигнала в цепи обратной связи. Рассмотренный стабилизатор с эмиттерным повторителем можно интерпретировать как простую схему, осуществляющую компенсационный принцип управления.

Для увеличения коэффициента стабилизации в цепь обратной связи включают усилитель на транзисторе Т_у, нагрузкой которого служит цепь базы проходного транзистора Т_п (рис. 19.13, б). Потенциал эмиттера Т_у задает напряжение U_CT стабилитрона КС, а потенциал базы определяется делителем выходного напряжения. Любое изменение выходного напряжения U₂ создает входной ток усилителя /_у, вызывающий изменение его коллекторного тока /_к, что приводит к изменению базового тока Д проходного транзистора Т_и и соответственно к изменению его напряжения между коллекто;

Рис. 19.13. Структура (а) и схема (б) компенсационного стабилизатора ром и эмиттером, которое компенсирует приращение выходного напряжения и тем самым обеспечивает эффект его стабилизации.

Конструктивно завершенные стабилизаторы в виде интегральных микросхем наряду с указанными блоками содержат дополнительные схемы защиты (например, от перегрузки по выходному току). ИМС стабилизаторов обычно рассчитаны на не слишком большие токи (до единиц ампер). Для получения стабилизаторов с большими выходными токами ИМС дополняют внешними проходными транзисторами, чтобы образовать составной транзистор, рассчитанный на требуемую выходную мощность. Мощные проходные транзисторы снабжают теплоотводом с целью предотвращения их перегрева.

Потери мощности на проходном транзисторе, работающем в активном режиме непрерывного регулирования, значительны, так как изменение его эквивалентного сопротивления должно скомпенсировать влияние дестабилизирующих воздействий во всем заданном диапазоне их вариаций. Запас на регулирование напряжения достигает (0,25-Д), 45)U, что приводит к низкому значению КПД (до ц * 50%).

Импульсные компенсационные стабилизаторы напряжения характеризуются минимальными потерями энергии за счет использования ключевого режима работы проходного транзистора. В отличие от непрерывного активного режима транзистор большую часть времени находится в состоянии насыщения или отсечки с минимальными уровнями потребления мощности. В результате импульсный стабилизатор потребляет от источника питания только необходимую энергию, обеспечивая КПД до 98%.

Принцип работы импульсного стабилизатора основан на периодическом подключении на время ?₀ (открытое состояние проходного транзистора) нагрузки к источнику и ее отключении в остальную часть периода. Структура импульсного стабилизатора во многом повторяет построение последовательного непрерывного стабилизатора. Он содержит источник опорного напряжения, с которым сравнивается уровень выходного напряжения (/₂> ^и управляющее устройство (УУ), формирующее и усиливающее разностный сигнал (рис. 19.14, а).

Отличительной особенностью является наличие широтно-импульсного модулятора (ШИМ) и сглаживающего фильтра (Ф). При изменении входного напряжения U (или тока нагрузки) разностный сигнал поступает на модулятор, который вырабатывает управляющее напряжение в виде периодической с периодом Т последовательности импульсов изменяемой длительности ?₀ (рис. 19.14, б). Последовательность с модуляцией (изменением) ширины (ШИМ).

Рис. 19.14. Структура импульсного стабилизатора (а) и управляющие импульсы (б).

имеет постоянную составляющую U_y = Vt^/T, которая выделяется с помощью сглаживающего фильтра Ф. Цепь обратной связи с управляющим устройством У У регулирует длительность /₀ таким образом, чтобы выходное напряжение с определенной погрешностью поддерживалось неизменным.

Схемы импульсных преобразователей постоянного напряжения (стабилизаторов) различаются построением управляющих устройств, модуляторов, силовой части и сглаживающих фильтров.

Инверторы представляют собой устройства, преобразующие постоянное напряжение питающей сети в переменное напряжение с неизменной или регулируемой частотой. Но числу фаз выходного напряжения инверторы подразделяются на однофазные и трехфазные. Преобразование постоянного напряжения в переменное может быть осуществлено различными способами с использованием силовых транзисторов или тиристоров. Инверторы строят по принципам однотактного (энергия передастся в нагрузку в течение одной части периода) или двухтактного преобразования. В соответствии со способом получения выходного переменного сигнала различают преобразователи с самовозбуждением (автогенераторы) и принудительным возбуждением (усилители мощности).

Простая схема однотактного автогенератора представляет собой релаксационный генератор на транзисторе с трансформаторной положительной обратной связью (рис. 19.15, а).

При включении напряжение источника V открывает транзистор Т, ток которого создает магнитный поток в первичной обмотке трансформатора, включенного в коллекторную цепь. За счет эффекта положительной обратной связи происходит нарастание тока и магнитного потока. При достижении насыщения транзистора рост тока коллектора и магнитного потока сердечника прекращается и индуцируемое напряжение спадает до нулевого значения. Последующее уменьшение тока приводит к изменению полярности напряжения на базовой обмотке и лавинообразному процессу запирания транзистора. Затем процесс отпирания транзистора повторяется, и выходное напряжение и-> имеет форму прямоугольных импульсов, длительность которых зависит от параметров схемы. Одно;

Рис. 19.15. Схемы однотактного (а) и двухтактного (б) автономных инверторов тактная схема нерациональна вследствие однополярных импульсов тока в обмотке трансформатора, которые приводят к подмагничиванию и уменьшению эквивалентной индуктивности.

Двухтактный преобразователь выполняется по симметричной схеме на транзисторах Т и Г₂, к коллекторам которых подключены секции первичной обмотки трансформатора (рис. 19.15, б). Глубокая положительная обратная связь реализуется посредством дополнительных обмоток, включенных в базовые цепи транзисторов. Источник входного постоянного напряжения подключается к среднему выводу первичной обмотки трансформатора и эмиттерам транзисторов (общей точке схемы). При включении источника питания вследствие неидентичности параметров ток одного из транзисторов больше, и происходит нарастание преобладающего тока до состояния насыщения транзистора. Переключение транзисторов начинается при достижении насыщения сердечника трансформатора, когда напряжения на обмотках уменьшаются и затем изменяют полярность.

Глубокое насыщение сердечника трансформатора и большие токи транзисторов приводят к увеличению потерь энергии в преобразователе. Для предотвращения насыщения трансформатора в цепь обратной связи вводят дополнительные элементы (дроссель, переключающий трансформатор), которые управляют работой транзисторов. Основным условием надежной работы автогенераторных преобразователей является обеспечение надежного запуска при включении электропитания.

Инверторы с независимым возбуждением на основе силовых транзисторов или тиристоров применяют для получения большой выходной мощности. В состав преобразователя входит два блока: усилитель мощности (УМ) и задающий генератор импульсов (ГИ), который управляет процессом переключения силовых элементов усилителя (рис. 19.16, а).

а б

Рис. 19.16. Структура (а) и схема (б) инвертора с зависимым возбуждением Двухтактные транзисторные усилители с выходным трансформатором являются основными схемами низковольтных преобразователей (рис. 19.16, б).

Напряжение управления вырабатывается задающим генератором импульсов (например, мультивибратором с парафазным каскадом на выходе). Под действием входного напряжения управления в первый полупериод один из транзисторов открыт (находится в состоянии насыщения), а второй закрыт. Во второй полупериод З’правляющего напряжения транзисторы переключаются. В результате на выходной обмотке трансформатора (Тр) формируется переменное напряжение, по форме близкое к меандру (последовательности прямоугольных импульсов с равной длительностью импульса и паузы).

Достоинствами инверторов с задающим генератором являются возможность управления частотой преобразования и ее независимость от уровня постоянного напряжения питания и нагрузки. Выходная мощность задающего генератора должна обеспечить режим переключения силовых транзисторных ключей, в качестве которых для увеличения коэффициента передачи тока часто используют составные транзисторы. Во входной цепи управления силовыми транзисторами в ряде случаев применяют управляющий трансформатор. К недостаткам рассмотренного двзостактного усилителя следует отнести наличие трансформатора со средней точкой, в которой ток в каждой секции обмотки проходит только в течение полупериода, и, кроме того, то, что к закрытому транзистору приложено удвоенное напряжение электропитания.

В преобразователях повышенной мощности применяются мостовые схемы. Использование трансформатора в мостовой схеме значительно эффективнее, чем в двухтактном усилителе с отводом от средней точки трансформатора. Э го достигается за счет удвоения числа силовых транзисторов и усложнения схемы выходного каскада задающего генератора. В современных инверторах широко применяются мощные силовые биполярные транзисторы с изолированным затвором (IGBT), управление которыми осуществляют непосредственно с выходов цифровых логических схем, что позволяет повысить гибкость управления. Инверторы на транзисторах работают при частотах коммутации до сотен килогерц.

Для преобразования высокого постоянного напряжения большой мощности используются инверторы на тиристорах, включение которых осуществляется импульсами от устройства управления. С использованием тиристоров можно построить инверторы, позволяющие получить на выходе трехфазную систему напряжений.