Смесители частот. 
Радиоэлектроника. 
Формирование стабильных частот и сигналов

Смесители частот гармонических сигналов используются для выполнения операций сложения и вычитания стабильных значений частот. Пассивный смеситель является взаимным устройством, имеющим три порта (рис. 3.15): порт RF радиочастотного сигнала с частотой/rf, вход LO опорного сигнала с частотой/_L0 и порт IF промежуточной частоты /j_F. Если входными являются порты IF и LO, а выходным — RF, то смеситель осуществляет преобразование частоты вверх. Когда/_? «/_L0, преобразователь частоты является модулятором мгновенных значений колебания опорной частоты сигналом на входе IF. Если входными являются порты RF и LO, а выходным — IF, то смеситель осуществляет преобразование частоты вниз. Пассивные смесители используют в качестве нелинейных элементов полупроводниковые диоды; в активных — последовательно с одним или несколькими портами включают встроенные широкополосные усилители. В идеальном смесителе происходит перемножение мгновенных значений гармонических входных сигналов, так что в спектре выходного сигнала присутствуют лишь компоненты первого порядка с суммарной и разностной частотами: f_LO±ff. В диапазоне входных частот менее 100 МГц по такому принципу работают четырехквадрантные аналоговые перемножители.

Простейшая схема небалансного смесителя радиочастотного диапазона представляет собой соединенные в кольцо источники квазигармонических напряжений w_RF(/) и w_L0(/), нагрузку и диод с нелинейной вольт-амперной характеристикой.

где S — крутизна, а — множитель нелинейности.

Управляющее напряжение генератора тока равно сумме мгновенных значений входных сигналов: e (t) = w_RF(/) + u_LO(0- Экспоненциальную вольт-амперную характеристику диода можно пред;

Рис. 3.15. Входные и выходные порты смесителя:

RF — радиочастотный порт; LO — опорный сигнал;

IF — порт промежуточной частоты ставить в виде ряда по степеням управляющего напряжения e{t) на диоде:

Произведя тригонометрические преобразования, можно увидеть, что в спектре тока диода будут присутствовать гармоники входных сигналов с кратными частотами и составляющие со всевозможными комбинационными частотами:

где тип — целые числа.

Величину q=m + - 1 называют порядком преобразования. Если в сигнале на входе RF имеются две гармонические составляющие с близкими частотами и/r^, то в токе смесителя возникают паразитные комбинационные компоненты более высокого порядка. Например, продукты третьего порядка имеют частоты 2/_RF, ±/_RF2 ±/_L0.

Амплитуда каждой из спектральных компонент выходного тока зависит от схемы смесителя, амплитуд входных сигналов и порядка преобразования по каждой из частот. В силу свойств степенного закона рост входных амплитуд с частотами/rfi,/rf2 вызывает появление паразитных комбинационных составляющих высшего порядка, мощности которых пропорциональны уровню исходных во второй, третьей и следующих степенях.

При использовании смесителей гармонических сигналов в спектре выходного сигнала вблизи полезных компонент первого порядка возникают паразитные комбинационные составляющие более высокого порядка. Если при этом учесть, что полезный сигнал занимает определенную полосу частот в окрестности своей средней частоты, то возникает опасность попадания в полосу выделяемых частот дискретных или модуляционных комбинационных продуктов более высокого порядка. На рис. 3.16 представлены уровни комбинационных спектральных компонентов сигнала на выходе преобразователя частоты вверх, преобразующего входной сигнал с частотамиyj_F = (10,1 ± 0,5) МГц в полосу 109… 113 МГц при частоте опорного сигнала/_L0 = 100 МГц. В выбранной выходной полосе частот (109… 113 МГц) располагаются компоненты со следующими значениями тип: 1, 1; 9, 2; 11, 0; 21, 1 и др. Если считать, что мощность продукта преобразования в среднем обратно пропорциональна квадрату порядка преобразования q = m + |л| - - 1, то можно оценить влияние нежелательных комбинационных продуктов, которые попадают в полосу выделяемых частот.

Разработаны методы выбора отношений входных частот /r_F//if и /lo//if> при которых уровень паразитных компонент в заданной окрестности нужной частоты существенно снижается. Некоторые фирмы — производители смесителей — предоставляют для такой оптимизации номограммы или программные модули. Задача до;

Рис. 3.16. Уровни комбинационных спектральных компонентов сигнала на выходе преобразователя частоты вверх

стижения заданной чистоты спектра выходного сигнала преобразователя частоты может быть решена значительно легче за счет рационального выбора рабочих частот смесителя, чем применением дорогостоящих полосно-пропускающих фильтров высокого порядка, которые иногда принципиально не могут изменить ситуацию, если паразитные комбинационные компоненты попадают в полосу рабочих частот.

Если нагрузка по цепи порта промежуточной частоты пропускает постоянную составляющую, то такой смеситель может работать как фазовый детектор входных сигналов.

Амплитудной характеристикой смесителя (рис. 3.17) называют зависимость P_lF(P_RF) для полезного продукта первого порядка (<7 = = 1). Она снимается для одногармонического сигнала на входе RF при фиксированной мощности опорного сигнала на входе LO. Нелинейность зависимости P_lF(P_RF) характеризуется уровнем 1дБ компрессии — мощностью входного сигнала P_BxUB, при которой коэффициент передачи смесителя C_R_, падает на 1 дБ по сравнению с малосигнальным значением. Мощность продуктов преобразования третьего порядка (см. рис. 3.17, линия 2) увеличивается с ростом P_RF в 3 раза быстрее, чем P_F(P_RF) в малосигнальной области, а мощность продуктов четвертого порядка (см. рис. 3.17, линия 3) — в 4 раза быстрее, если график, представленный на рис. 3.17, использует логарифмический масштаб по обеим осям. Пересечение продолжения линии 7, для которой q = 1, с линией 2, для которой <7 = 3 (точка В) происходит в точке IP3 (Intersept Point 3 ordre), в которой мощности основного и ближайшего па;

Рис. 3.17. Графики зависимости уровня комбинационных продуктов преобразования в смесителе от мощности сигнала на порте промежуточной частоты:

1— д = 1; 2 — q = 3; 3 — q = 4

разитного продуктов оказываются равными. Одни производители приводят данные о другие — о Р_ВЫХ1рзДля измерения уровня мощности IP3 при помощи анализатора спектра на вход RF подаются два сигнала близких частот с одинаковой мощностью при номинальном уровне мощности на входе LO.

Коэффициент шума смесителя к_ш показывает превышение мощности шума на выходе по сравнению с шумом резистора с сопротивлением, равным его входному сопротивлению.

Мощность опорного сигнала P_LO влияет на коэффициент преобразования C_R_, и коэффициент шума к_ш смесителя, когда уровень P_LO превышает уровень мощности P_RF не более чем на 20…30 дБ. На рис. 3.18 показаны графики зависимости коэффициента передачи по мощности C_R_,| и коэффициент шума к_ш от мощности опорного сигнала P_L0 для двойного балансного смесителя. Номинальный уровень P_L0 выбирается на участке насыщения характеристик C_R_, (Лх>) и k_m(P_L0).

Для смесителей нормируются:

• • коэффициент преобразования (передачи или потерь) C_R_*i;
• • коэффициенты изоляции (паразитного прохождения) между портами LO, 1 °F и RF;
• • уровень подавления на выходе мощности сигнала опорной частоты;
• • уровень подавления мощности зеркальной полосы частот;
• • уровень подавления гармоник опорного сигнала.

Небалансный смеситель практически не применяется, так как не обеспечивает приемлемой развязки между портами. Двухдиодный балансный смеситель (рис. 3.19) обеспечивает балансировку по.

— 10 -5 0 5 10 15 20 Plq, дБмВт.

Рис. 3.18. Графики зависимости коэффициента передачи по мощности C_R_| и коэффициента шума к_ш от мощности опорного сигнала P_L0 для двойного балансного смесителя:

А о = 310,7 МГц; /_RF — 300 МГц; P_RF = -40 дБмВт; f_lF = 10,7 МГц порту LO. За счет симметрии обмоток трансформатора и диодной пары на 20…30 дБ снижается нежелательное прохождение сигналов между портами опорного сигнала и промежуточной частоты. Благодаря встречному включению диодов компенсируются паразитные продукты четного порядка и уменьшается влияние нестабильности мощности P_Lо на коэффициент преобразования C_R_*|. В миллиметровом диапазоне длин волн двухдиодные балансные смесители могут выполняться в коаксиальном (микрополосковом) исполнении на основе гибридного кольца или в волноводном исполнении на основе двойного Т-моста.

На рис. 3.20 представлена электрическая принципиальная схема балансного смесителя с антипара;1лельными диодами и накачкой на субгармонике выходной частоты. В таком смесителе не идет.

Рис. 3.19. Электрическая принципиальная схема двухдиодного балансного смесителя со встречным включением диодов.

речь об образовании в схеме на безынерционном нелинейном элементе колебаний с частотой, в целое число раз меньшей, чем частота сигнала на опорном входе LO. Если используется в качестве полезной, например, третья гармоника колебания на входе RF, то на выходе используется в качестве полезного колебание промежуточной частоты f_x? = |/_RF — -Ао/3|. Развязка (изоляция) между портами IF и RF (см. рис. 3.20) обеспечивается дополнительными внешними фильтрами. Благодаря.

Рис. 3.20. Электрическая принципиальная схема балансного смесителя с антипараллельными диодами и накачкой на субгармонике

тому что частота опорного сигнала /_LO выбирается в 2 или 3 раза ниже, чем в базовой схеме, коэффициент изоляции между портами LO и IF на частоте/_L0 выше, а на частоте 2/_L0 намного выше, чем в других схемах.

На рис. 3.21 представлена электрическая принципиальная схема балансного смесителя с двойной балансировкой и диодным кольцом. На выходе IF в этой схеме компенсируются комбинационные продукты четного порядка. Рабочий диапазон частот смесителя (см. рис. 3.21) ограничен свойствами трансформаторов: их симметрией и коэффициентом перекрытия по частоте. На высших частотах сказывается шунтирующее влияние собственной емкости диодов. Для расширения динамического диапазона применяют диоды с увеличенным уровнем порога открывания. Смесители с двойной балансировкой имеют повышенную чувствительность к рассогласованию сопротивления нагрузки, так как отраженные сигналы создают пиковые напряжения на диодах, значительно превышающие номинальный уровень, соответствующий линейной нагрузке.

Смесители на гармониках отличаются тем, что в качестве полезных используются комбинационные продукты более высокого порядка, чем первый, по отношению к частоте на порте RF, подавляя ближайшие компоненты первого порядка за счет оптимизации вольт-амперных характеристик диодов и схемной балансировки. В диапазоне миллиметровых волн используются субгармониковые смесители, которые работают с частотой опорного генератора в целое число (2, 4 или 6) раз ниже, чем в базовых схемах. Это позволяет снизить стоимость разработки источника/_L0. Гармониковые и субгармониковые смесители имеют более широкий динамический диапазон, чем базовая схема за счет повышенного уровня Р_ВХ|д_Б на порте RF.

На рис. 3.22 представлена электрическая принципиальная схема смесителя с тройной балансировкой. Применение двух диодных колец и дополнительных трансформаторов позволяет заметно расширить динамический диапазон и, как минимум, на 6 дБ увеличить развязку между портами LO-RF.

Рис. 3.21. Электрическая принципиальная схема балансного смесителя с двойной балансировкой и диодным кольцом.

На базе смесителей частот выполняются функциональные узлы синтезаторов частот различного назначения. На рис. 3.23. представлена структурная схема смесителя с подавлением зеркального канала. Мощность продуктов первого порядка в зеркальной полосе, а также удвоение полезной мощности в выделяемой полосе происходит здесь за счет использования двух идентичных балансных нелинейных элементов. Радиочастотные сигналы RF поступают на них синфазно через делитель мощности ДМ, а опорные — со сдвигом на 90° через гибридный фазовращатель (Фв). Выбором одного из выходов выходного Фв выбирается полезная полоса сигнала IF. Полосовая фильтрация в этой схеме требуется только в том случае, если необходим уровень паразитных комбинационных компонентов менее 40…50 дБ. Иногда применяют преобразователи частот вниз с подавлением зеркального канала на основе четырех.

Рис. 3.22. Электрическая принципиальная схема смесителя с тройной балансировкой.

Рис. 3.23. Структурная схема смесителя с подавлением зеркального канала

опорных колебаний одинаковой амплитуды с частотой/_L0, сдвинутых по фазе соответственно на 0, 90, 180 и 270°.

Подобный прием используется в балансных модуляторах — преобразователях полосы модулирующих частот вверх (см. гл. 6). В них также за счет четырехфазного сложения комбинационных составляющих получают подавление на 40…50 дБ зеркальной полосы — однополосную модуляцию.

В табл. 3.3 приведены параметры интегральных смесителей и преобразователей частоты. Пассивный балансный смеситель РЕ4134 дециметрового диапазона длин волн создает сигнал промежуточной частоты около 300 МГц мощностью не менее 15 дБм Вт. Смеситель этого же диапазона модели RF9986 использует двойную балансировку и встроенный малошумящий усилитель на входе RF. Благодаря этому изоляция между портами LO и RF в нем возрастает до 30 дБ, собственный коэффициент шума снижается до необычайно малой величины (1,4 дБ), а коэффициент передачи по мощности между входом микросхемы и выходом на промежуточной частоте составляет 12 дБ. В пассивном смесителе с тройной балансировкой марки МСА-50Н достигнута развязка в 30 дБ между портами LO и RF и в 32 дБ — между портами LO и IF без использования встроенных усилителей. Смеситель STM-3116 содержит встроенные усилители по входам LO и RF, поэтому его коэффициент передачи по мощности возрос до 17 дБ. Пассивный балансный смеситель сантиметрового диапазона марки QM8−0326LZ работает в необычайно широком частотном диапазоне, что свидетельствует о высоком профессионализме разработчиков широкополосных цепей согласования. Субгармониковый смеситель HMC265LM3 использует частоту на опорном входе LO в 2 раза более низкую, чем на входе RF, что облегчает построение стабильного по частоте источника опорных колебаний. Пассивный смеситель сантиметрового диапазона M9D-2065 отличается тем, что частота на входе в 2 или в 3 раза ниже, чем на радиочастотном входе, а используется не первая, а третья комбинационная компонента на входе промежуточной частоты. Верхняя граничная частота по порту промежуточной частоты соответствует.

Таблица 3.3. Параметры интегральных смесителей и преобразователей частоты.

Примечание. Б — балансный; ДБ — с двойной балансировкой; ТБ — стройной балансировкой; МШУ — с встроенным входным малошумящим усилителем; СГ — с использованием субгармоник сигнала на радиочастотном входе; Г — с использованием высших гармоник сигнала на опорном входе.

коротковолновой части сантиметрового диапазона, что свидетельствует о высоком качестве широкополосного согласования выходного импеданса.